電動車充電器研究與設計

目錄摘要 IABSTRACTII1 緒論 .11.1 研究背景 .11.2 研究意義 .11.3 國內外發(fā)展現(xiàn)狀 .11.4 主要研究內容 .22 系統(tǒng)方案設計 .32.1 設計的基本原理 .32.2 設計方案與選型 .32.2.1 整流濾波的設計方案與選型 .32.2.2 功率因數(shù)校正電路的設計方案與選型 .42.2.3 功率因數(shù)校正控制方式的設計方案與選型 .62.2.4 DC/DC 電路 .83 系統(tǒng)硬件設計 .153.1 Boost APFC 主電路的硬件設計 .153.1.1 功率因數(shù)的定義 .153.1.2 主電路參數(shù)設計 .163.2 Boost APFC 控制電路的硬件設計 .183.2.1 單周期控制 Boost PFC 電路的工作原理 183.2.2 單周期控制 Boost PFC 變換器穩(wěn)定性分析 203.2.3 Boost PFC 電路數(shù)學模型的建立 213.2.4 控制電路設計 .233.3 DC/DC 降壓電路 .273.3.1 Buck 變換器工作原理分析 .283.3.2 Buck 變換器參數(shù)計算 .293.4 DC/DC 控制電路 .303.4.1 傳遞函數(shù)的建立 .303.4.2 校正網(wǎng)絡設計 .303.5 總電路圖 .324 系統(tǒng)仿真 .334.1 Boost APFC 電路仿真 .334.2 DC/DC 降壓電路仿真 .34結束語 .38致謝 .39參考文獻 .40附錄 .41摘要關于電動汽車充電器的研究與設計是電動汽車控制系統(tǒng)研究中很重要的一環(huán)。針對這一領域，設計了一款電動汽車車載充電器。為滿足電動汽車蓄電池無損傷快速充電的需求，將大功率開關電源變換技術應用于電動汽車車載充電器中。將有源功率因數(shù)校正電路與 DC/DC 電路相結合，以達到預期效果。并結合實際充電要求，給出了電動汽車車載充電系統(tǒng)的總體設計方案，并就方案中涉及到的升壓式 APFC 電路、DC/DC 電路及 PID 控制電路做了具體介紹。尤其是在 DC/DC 電路的設計環(huán)節(jié)，在該環(huán)節(jié)中列舉了幾種設計方案，并且對各方案進行了分析與比較。最后，利用 Matlab 軟件中的 Simulink 模塊對該車載充電系統(tǒng)模型進行建模與仿真。試驗結果表明，該車載充電器設計方案滿足各項設計要求，并且具有實際應用價值。關鍵字：電動汽車 車載充電器 DC/DC 電路 PID 控制器ABSTRACTAbout the research and design of the electric vehicle charger is a very important part of the electric vehicle control system.For this field,I designed an charger of electric vehicle.In order to fast charge without damage, the battery of electric vehicle use of High-power switching power conversion technology.In order to achieve the desired results,combined with active power factor correction circuit and DC / DC Converters.And combined with the actual charging requirements,design of electric vehicle charging system design,Specific introduction on the circuit involved in the program,such as the Boost-APFC circuit,DC / DC Converter and PID control circuit.Especially in the part of DC / DC converter design,listed several design plan.And a description and comparison of design plan.Finally,Used the Simulink of the Matlab,to modeling and simulation for the charger of electric vehicle that designed.The results showed that the charger of electric vehicle for designed to meet all the design requirements,and has the value of the application.Key words: Electric vehicles The charger DC / DC Converter PID controller1 緒論1.1 研究背景電動汽車車載充電器是一種專為電動汽車的車用電池充電的設備，是對電池充電時用到的有特定功能的電力轉換裝置。隨著電子技術的飛速發(fā)展，蓄電池已經(jīng)日益廣泛的運用在交通運輸、電力、通信等部門的設備中，它已經(jīng)成為最重要的關鍵系統(tǒng)部件之一。它的安全可靠運行直接關系到整套設備的可靠運行。蓄電池的充放電過程以及蓄電池系統(tǒng)的可持續(xù)放電時間也會影響整個系統(tǒng)的可靠性。而隨著汽車行業(yè)的日益壯大，電動汽車已經(jīng)成為一個很重要的發(fā)展方向。所以，對于蓄電池的相關研究越來越廣泛。而作為蓄電池的充電設備的車載充電器則是電動汽車研究必不可少的一個環(huán)節(jié)。1.2 研究意義從八十世紀到現(xiàn)在，全球的汽車工業(yè)經(jīng)歷了從無到有長遠的發(fā)展。汽車在人類的工作、生活中成為不可或缺的工具，然而在創(chuàng)造無限經(jīng)濟價值的同時，汽車在行駛過程中排放的溫室氣體已成為全球氣候變暖的主要致因，伴隨而來的能源枯竭和環(huán)境污染更加讓國家不堪重負。除了面對傳統(tǒng)燃油汽車尾氣排放造成的污染，還要面對石油資源的過度消耗所引發(fā)的環(huán)境與能源問題。電動汽車以其良好的環(huán)保、節(jié)能特性, 成為當今國際汽車發(fā)展的潮流和熱點。目前世界上許多發(fā)達國家的政府、著名汽車廠商及相關行業(yè)科研機構都在致力于電動汽車技術的研究開發(fā)與應用推廣。車載電動汽車充電器是電動汽車大規(guī)模商業(yè)化后不可缺少的組成部分, 如何實現(xiàn)車載充電器對蓄電池快速無損傷充電是電動汽車投入市場前必須解決的關鍵技術之一。1.3 國內外發(fā)展現(xiàn)狀隨著我國充電器市場的迅猛發(fā)展，技術工藝的優(yōu)劣直接決定企業(yè)的市場競爭力。了解國內外充電器生產(chǎn)核心技術的研發(fā)動向、工藝設備、技術應用對于企業(yè)提升產(chǎn)品技術規(guī)格，提高市場競爭力十分關鍵。歐美地區(qū)對充電器管控比較嚴格，品質要求也很高。為了確保安全，充電器會逐步要求增加電池的溫度檢測、定時關斷、過充保護、甚至電池識別等功能。加上電動汽車新標準的實施，國外對充電器符合安規(guī)，特別是 EMC 方面也會更嚴格。美國西北太平洋國家實驗室開發(fā)的 PNNL 智能充電器可能會成為電動汽車的標準充電器。它能與當?shù)仉娏揪o密連接，可以知道當?shù)仉娏r格，以便讓汽車在非繁忙時間充電，這樣一年可以為車主節(jié)省約 150 美元能源費用，能在電網(wǎng)超負荷時自動停止充電。三洋電機株式會社旗下的三洋能源公司生產(chǎn)的車載智能充電器，具體地說是用于實現(xiàn)車載插頭與萬能充電器的連接而進行充電，其主要采用車載插頭與萬能充電器連接，低壓極片設置在萬能充電器上。在萬能充電器上分別設有 USB 接口、mini USB 接口及擴展接口。XtremeMac 公司全新推出的 iPod 車用車載充電器適用于 iPod 所有系列，Car Charge 是一款安全的 iPod 充電器，因為它具有可更換保險絲的設計，可避免因短路所造成的損害。我國電動汽車的相關研究工作經(jīng)過了“八五” 和 “九五”兩個五年計劃和 863 計劃項目的支持，特別是“ 十五“期間，863 計劃項目又對電動汽車進行了重點支持，已取得一批重大成果并正在推動成果轉化及產(chǎn)業(yè)化，并得到國際社會的廣泛認可。隨著鋰離予電池技術的進步以及對鋰離子電池的認識加深，對充電器也會不斷提出新的要求，特別是對提高充電效率方面需加強研究。1.4 主要研究內容每種電池都有適合自己的充電特性曲線，一般情況下充電器是不能通用的，也就是說，針對具體的電池，需要采用相應的充電控制策略為電池充電，這給電動汽車補充能量帶來了很大的不便。本文的設計目標就是研制一種能夠恒壓充電的車載智能充電器，這是一種最基本的充電方式。1、首先從設計的具體要求出發(fā)，研究確定了電動汽車車載充電器的整體方案。電動汽車車載充電器的指標要求為：1 輸入電壓：單相 AC220V,50Hz；2 輸出電壓：DC320V；3 蓄電池電壓范圍：（200-380）V；4 充電電壓紋波：小于 1%；5 輸出動率：7kW 。2、在詳細分析和研究單相有源功率因數(shù)校正原理的基礎上，設計出一個大功率有源功率因數(shù)校正電路，并用軟開關技術減少功率開關管的開關損耗，最后給出電路中升壓電感等一系列重要參數(shù)的設計。3、設計出一個具有降壓功能的 DC/DC 變換器，使電路能夠在蓄電池工作電壓范圍內得到穩(wěn)定的輸出電壓。并詳細寫出電路參數(shù)的設計過程。4、用仿真軟件對設計電路進行仿真，并給出功率因數(shù)校正電路和 DC/DC 降壓電路的輸出電壓波形。2 系統(tǒng)方案設計2.1 設計的基本原理結合當前電動汽車電能供給的典型方式和充電電源的發(fā)展狀況，文章設計的車載充電系統(tǒng)如圖 1 所示。圖 1 充電系統(tǒng)基本原理圖整個電路主要采用 AC/DC 加 DC/DC 的設計結構。首先通過 AC/DC 變換將交流電能變換為直流電能。然后利用 DC/DC 變換器得到所需幅值的直流輸出電壓。在設計的電路中，首先將 220V 的交流市電經(jīng)過電源濾波器。電源濾波器就是對電源線中特定頻率的頻點或該頻點以外的頻率進行有效濾除的電器設備。電源濾波器的功能就是通過在電源線中接入電源濾波器，得到一個特定頻率的電源信號，或消除一個特定頻率后的電源信號。利用電源濾波器的這個特性，可以將通過電源濾波器后的一個方波群或復合噪波，變成一個特定頻率的正弦波。電源濾波器是一種無源雙向網(wǎng)絡，它的一端是電源，另一端是負載。電源濾波器內部電路電源濾波器的原理就是一種阻抗適配網(wǎng)絡，電源濾波器輸入、輸出側與電源和負載側的阻抗適配越大，對電磁干擾的衰減就越有效。將得到的穩(wěn)定正弦波輸送到有源功率因數(shù)校正電路。有源功率因數(shù)校正電路由整流濾波部分、功率因數(shù)校正部分、DC/DC 轉換部分和控制保護電路組成。通過周期性通斷開關，控制開關元件的占空比來調整輸出電壓的電源變換裝置。它直接將電網(wǎng)工頻電壓經(jīng)過整流濾波為直流電壓，再經(jīng)主變換電路處理后經(jīng)輸出整流濾波，反饋電路對輸出電壓進行采樣，并把所采樣信號送到控制電路進行放大處理，以此調節(jié)輸出的 PWM 脈沖占空比，最終輸出一個紋波電壓和穩(wěn)定性能均符合要求的直流電壓。再把得到的直流電壓輸入到 DC/DC 變換器中。DC/DC 變換器有很多種，根據(jù)設計需要選擇合適的 DC/DC 變換器。通過調節(jié)開關器件的占空比得到規(guī)定幅值的直流電壓。最后將規(guī)定幅值的輸出電壓輸送到蓄電池中，實現(xiàn)恒壓充電。2.2 設計方案與選型2.2.1 整流濾波的設計方案與選型整流電路是把交流電能轉換為直流電能的電路。按組成器件可分為不可控電路、半控電路和全控電路三種。1) 不可控整流電路完全由不可控二極管組成，電路結構一定之后其直流整流電壓和交流電源電壓值的比是固定不變的。2) 半控整流電路由可控元件和二極管混合組成，在這種電路中，負載電源極性不能改變，但平均值可以調節(jié)。3) 全控整流電路所有的整流元件都是可控的，其輸出直流電壓的平均值及極性可以通過控制元件的導通狀況而得到調節(jié)，在這種電路中，功率既可以由電源向負載傳送，也可以由負載反饋給電源，即所謂的有源逆變。由于設計采用了功率因數(shù)校正技術，整流濾波部分在整個充電器設計中屬于開關電源的一部分，且在開關電源的設計中，整流濾波部分只起到整流作用，整個功率因數(shù)校正電路共用一套開關管和控制電路。所以本次設計的整流濾波部分選用不可控整流電路即可。2.2.2 功率因數(shù)校正電路的設計方案與選型設計的整流、濾波、APFC 電路以及其控制電路的部分都屬于開關電源的設計。而開關電源是采用功率因數(shù)半導體器件作為開關元件，通過周期性通斷開關，控制開關元件的占空比來調整輸出電壓的電源變換裝置。它直接將電網(wǎng)工頻電壓經(jīng)整流濾波為直流電壓，再經(jīng)主變換電路處理后經(jīng)輸出整流濾波，反饋電路對輸出電壓進行采樣，并把所采樣信號送到控制電路進行比較放大處理，以此調節(jié)輸出的 PWM 脈沖占空比，最終輸出一個紋波電壓和穩(wěn)定性能均符合要求的直流電壓。1、功率因數(shù)校正技術的選擇APFC 電路屬于開關電源的功率因數(shù)校正部分。根據(jù)是否用有源器件，功率因數(shù)校正可分為無緣功率因數(shù)校正技術和有源功率因數(shù)校正技術兩大類。1) 無緣功率因數(shù)校正（PPFC）技術無緣功率因數(shù)校正技術是早期應用的一種功率因數(shù)校正技術，通常是在電路的整流器和電容之間串聯(lián)一個濾波電感，或在交流側接入一個諧振濾波器，構成無源濾波網(wǎng)絡，采用無功功率補償、無功濾波等方法抑制電路中的諧波，從而提高電路功率因數(shù)，穩(wěn)定電網(wǎng)電壓，提高電網(wǎng)的供電質量。無源校正電路通常采用無源元件電感、電容組成低通帶通濾波器，工作在交流輸入電的工作頻率，將輸入電流波形進行了相移和整形。雖然無源功率因數(shù)校正電路的結構簡單，但是由于工作在輸入電的低頻率下，電感、電容的體積就比較大，因而組成的無緣功率因數(shù)校正電路部分的體積可能比較大，且它的補償特性易受電網(wǎng)阻抗、負載特性的影響。會由于和電網(wǎng)阻抗發(fā)生諧振而造成電路元件的損壞，不能對諧波和無功功率實現(xiàn)動態(tài)補償，因而它只能在中小功率電源中廣泛采用。所以這種方法的優(yōu)點是：控制簡單、效率高、可靠度高、EMI 小、價格低廉。缺點是：增加的無緣器件體積大，笨重且效果不好，功率因數(shù)低，對諧波的抑制效果不理想。所以很多場合無法滿足諧波標準的要求。2) 有緣功率因數(shù)校正（APFC）技術有緣功率因數(shù)校正是直接采用有緣開關或 AC/DC 變換技術，在整流器和負載之間接入一個 DC/DC 開關變換器，應用電流反饋技術，使輸入端電流的波形跟蹤交流輸入正弦電壓的波形，從而使電網(wǎng)輸入端的電流波形逼近正弦波，并與輸入的電網(wǎng)電壓同相位。有緣功率因數(shù)校正可得到較高的功率因數(shù)，總諧波畸變小，可在較寬的輸入電壓范圍內和寬帶下工作，體積小，重量輕，輸出電壓也可保持恒定。它的基本思想是，通過高頻變換技術，使設備輸入端對電網(wǎng)呈現(xiàn)出電阻特性。這樣，輸入電流的波形與輸入電壓的波形就始終能夠保持一致，只要電網(wǎng)是正弦的，輸入電流也就是正弦的，沒有諧波，沒有相位差。90 年代以來，有源功率因數(shù)校正技術取得了更多進展，國內外的研究機構都提出了一些功率因數(shù)校正的軟開關技術和新的控制方法；由于變換器工作在高頻開關狀態(tài)，有源功率因數(shù)校正技術具有體積小、重量輕、效率高、功率因數(shù)可接近 1 等優(yōu)點。因此，在現(xiàn)階段，有源功率因數(shù)校正技術已具備高性能、低成本等優(yōu)點，因此得到廣泛應用。本設計也將采用有源功率因數(shù)技術作為最終選擇。2、功率因數(shù)校正拓撲電路的選擇常見的功率因數(shù)校正器的基本電路有：Buck（降壓式） 、Boost （升壓式） 、Buck-Boost（降/升壓式） 、Cuk 和 Flyback（反激式）等變換器。這幾種 PFC 拓撲結構的特點如下：1) Buck（降壓式）：只能實現(xiàn)降壓功能，輸入電流不連續(xù)，噪聲（紋波）大，濾波困難，開關管上電壓壓力大。2) Flyback（反激式）：輸入、輸出之間隔離，輸出電壓可以任意選擇，輸入簡單電壓型控制器，適合于 150W 一下的功率要求。3) Buck-Boost（降/升壓式）：需要兩個電子開關，用一個開關控制驅動，電路比較復雜，一般只應用在中小功率輸出的場合。4) Boost（升壓式）：電感電流連續(xù)，電流畸變率小，儲能電感可作濾波器抑制RFI（射頻干擾）和 EMI（電磁干擾）噪聲，并可防止電網(wǎng)對主電路的高頻瞬態(tài)沖擊，輸出電壓高于輸入電壓峰值，電源允許的輸入電壓范圍擴大，通常可以達到（90-270）V；輸出電壓可以達到 400V，提高了電源的適應性?？刂坪唵?，適用于大功率場合的要求，應用最為普遍。通過比較，鑒于 Boost 型電路在大功率電源中的眾多優(yōu)點，Boost 升壓結構適合我們作為大功率開關電源的設計要求，是我們最終選擇的方案?；驹韴D如圖 2 所示。圖 2 Boost 升壓拓撲電路只要開關 S 導通，電感中就有電流通過，且電流逐漸增大，電感儲能；當 S 關斷時，交流電源和儲能電感一起通過二極管 D 向電容和負載供電，這樣只要通過對 S 的控制，就可以使得在任何時間內，輸入端都有電流流過。如果控制得當，就可以使輸入電流呈正弦形狀，且與輸入電壓同相位。2.2.3 功率因數(shù)校正控制方式的設計方案與選型1、經(jīng)典控制方式控制電路根據(jù)電感電流是否連續(xù)可分為不連續(xù)導電模式 DCM 和連續(xù)導電模式 CCM兩種控制方式。DCM 控制模式功率因數(shù)與輸入和輸出電壓的比值有關，當輸入電壓變化時，功率因數(shù)也將發(fā)生變化；輸入電流紋波較大，峰值電流遠高于平均電流，而且開關器件承受較大的應力，導致導通損耗和成本增加，只適合用在小功率場合。CCM 控制模式輸入電流紋波小，THD 和 EMI 小，對輸入濾波器的要求小，輸入電流峰值小，對器件的應力要求就小，相應減小了器件的導通損耗，適用于大功率應用。從上面的分析對比中可以看出，CCM 模式在大功率應用場合具有相對較大的優(yōu)勢，所以此系統(tǒng) Boost-APFC 電路選擇工作在 CCM 模式下。采用 CCM 工作模式，就需要使用乘法器來實現(xiàn) PFC，當采用乘法器控制時，由于輸入電流總帶有一些開關頻率的紋波，因此必須決定反饋哪個電流，因此產(chǎn)生了三種經(jīng)典的電流控制方式，即電流峰值控制、電流滯環(huán)控制和平均電流控制。這三種控制方式的基本特點如表 1 所示。表 1 三種經(jīng)典的電流連續(xù)控制方式控制方式 檢測電流 開關頻率 工作模式 對噪聲 使用拓撲 備注電流峰值 開關電流 恒定 CCM 敏感 Boost 需斜率補償電流滯環(huán) 電感電流 變頻 CCM 敏感 Boost 需邏輯補償平均電流 電感電流 恒定 任意 不敏感 Boost 需電流誤差放大器峰值電流控制（PCMC ）和滯環(huán)電流控制（ HCC）實現(xiàn)比較簡單，但這兩種控制方式與平均電流控制方式相比，都具有很明顯的缺點，如果電流峰值和平均值之間存在誤差，無法滿足 THD 很小的要求；占空比大于 0.5 時系統(tǒng)易產(chǎn)生諧波振蕩；開關頻率在一個工頻周期內不恒定，引起電磁干擾和電流過零點的死去；負載對開關頻率影響很大，濾波器只能按最低頻率設計等缺點。因此大大影響了其在 APFC 電路中的應用，其中峰值電流控制方式已趨于淘汰。平均電流控制方式比其他兩種控制方式相比：開關頻率恒定；THD 較小，電感電流峰值與平均值之間的誤差?。桓櫿`差小，瞬態(tài)特性較好；對噪聲不敏感，適用于大功率場合應用。但是也存在著自身的缺點，控制電路復雜，接口設計繁瑣。2、目前主流控制方式20 世紀 90 年代初由美國加州大學的 Smedley K.M.博士提出的一種大信號、非線性PWM 單周期控制方式，以其抗擾動性能好，動態(tài)響應速度快，控制方式簡單等優(yōu)點逐漸占領了功率因數(shù)校正技術的主導地位其控制思想是：通過控制開關的占空比，使每個開關周期中開關變量的平均值嚴格等于或正比于控制參謀量。隨著控制技術的發(fā)展單周期的概念有所擴展，這種控制的最大特點是能在一個開關周期內有效抵制電源側的擾動，這種控制技術可以廣泛應用于非線性系統(tǒng)的場合，比如脈沖調制、諧振、軟開關的變換器等。單周期控制 Buck 變換器原理圖如圖 3 所示。圖 3 單周期控制 Buck 變換器原理圖假定輸出電壓 ，開關頻率 為常數(shù)。工作原理如下：當開關 S 導通時，二gVssTf/1極管截止，其兩端電壓為零。因此一個開關周期內二極管上的電壓為： ssDTgddtVt00電路開始工作時，由控制器產(chǎn)生恒定頻率的開關脈沖，開通開關 S，二極管上的電壓經(jīng)記分器開始積分，當積分器的輸出電壓 ，達到給定值 ，比較器輸出翻轉，觸dV int inf發(fā)器發(fā)出關斷信號關斷開關 S，同時發(fā)出復位信號使實時積分器復位為零。由上可以得出： refDTgsTdsd VttVss 001在單周期控制中，占空比 D 由下式?jīng)Q定：（2-1）refTgsts0采用單周期控制時，電壓的平均值在每一個開關周期內都與 完全相同，并且與輸refV入電壓的大小無關。采用單周期控制系統(tǒng)完全抑制了輸入電壓的干擾，具有良好的直流電壓調節(jié)特性，當開關頻率足夠高時，系統(tǒng)可以得到高質量的直流輸出電壓?？梢詫沃芷诳刂扑枷霐U展為通用的理論，對各種類型的開關變換器都可以用該技術實現(xiàn)。在實際設計中，可以選擇單周期控制技術的芯片來代替控制電路，比如英飛凌的ICE2PCS01 和 IR 的 IR1150S 芯片等。雖然 IR1150S 無論在管腳功能和使用方式上都同ICE1PCS01 極為相似。不過 IR1150S 簡化了電流環(huán)，可直接使用簡單濾波后的電感電流檢測值來工作，無需電流環(huán)補償電容。所以本文將采用單周期控制方式的控制芯片IR1150S 對功率因數(shù)校正電路進行設計。2.2.4 DC/DC 電路DC/DC 變換器是指能將一定幅值的直流輸入電壓（或電流）變換成一定幅值的直流輸出電壓（或電流）的電力電子裝置，主要應用于直流電壓變換（升壓、降壓、升降壓等） 、開關穩(wěn)壓電源、直流電機驅動等場合。DC/DC 變換是將原直流電通過調整其PWM（占空比）來控制輸出的有效電壓的大小。DC/DC 轉換器又可以分為硬開關和軟開關兩種。1) 硬開關（Hard Switching）硬開關 DC/DC 轉換器的開關器件是在承受電壓或流過電流的情況下，開通或關斷電路的，因此在開通或關斷過程中將會產(chǎn)生較大的交疊損耗，即所謂的開關損耗。當轉換器的工作狀態(tài)一定時開關損耗也是一定的，而且開關頻率越高，開關損耗越大，同時在開關過程中還會激起電路分布電感和寄生電容的振蕩，帶來附加損耗，因此，硬開關DC/DC 轉換器的開關頻率不能太高。2) 軟開關（Soft Switching）軟開關 DC/DC 轉換器的開關管，在開通或關斷過程中，或是加于其上的電壓為零，即零電壓開關（Zero-Voltage-Switching ，ZVS） ，或是通過開關管的電流為零，即零電流開關（Zero-Current·Switching ，ZCS ） 。這種軟開關方式可以顯著地減小開關損耗，以及開關過程中激起的振蕩，使開關頻率可以大幅度提高，為轉換器的小型化和模塊化創(chuàng)造了條件。所以在車載充電器的設計中選用軟開關。理論上，按其變換功能可將 DC/DC 變換器分為降壓型 DC/DC 變換器（Buck 變換器） 、升壓型 DC/DC 變換器（Boost 變換器） 、升- 降壓型 DC/DC 變換器（Boost-Buck 變換器）和降- 升壓型 DC/DC 變換器（Buck-Boost 變換器）四種基本類型。然而在工程上，依據(jù)DC/DC 變換器是否需要電器隔離，又可將其分為有變壓器的隔離型 DC/DC 變換器和無變壓器的非隔離性 DC/DC 變換器。由于設計的 DC/DC 變換器只需實現(xiàn)降壓功能，所以將對具有降壓功能的 DC/DC 變換器進行選型。1) Buck 變換器Buck 變換器電路輸出電壓的平均值低于輸入直流電壓。電路圖如圖 4 所示。圖 4 Buck 變換器電路圖該電路使用一個全控型器件 T，圖中為 IGBT，也可使用其他器件。根據(jù)電感電流是否連續(xù)，Buck 變換器有三種工作模式，分別為連續(xù)導電模式、不連續(xù)導電模式和臨界狀態(tài)。電感電流連續(xù)是指輸出濾波電感 L 的電流總大于零，電感電流斷續(xù)是指在開關管關斷期間有一段時間流過電感的電流為零。在這兩種工作模式之間有一個工作邊界，稱為電感電流臨界連續(xù)狀態(tài)，即在開關管關斷期末，濾波電感的電流剛好降為零。他們工作波形有較大差異。由此可見，T 一周期中導通時間愈長，向電感轉移的能量愈多，向負載轉移的能量也愈多，即輸出電壓愈高。所以控制開關管導通占空比可控制輸出電壓。其工作波形如圖 5 所示。圖 5 Buck 變換器工作波形T 導通時，電感電壓 ，在該電壓的作用下，電感電流 線性增長，電感儲0uUSL Li能增加。T 關斷且電流連續(xù)時，電感電壓 ，在該電壓的作用下，電感電流 線性下降，0L Li電感儲能減少。T 關斷且電流斷續(xù)時，電感電壓 ，電容向負載供電。0LuBuck 變換器的優(yōu)點是電路簡單；控制特性好；負載側電流波動小。缺點是電源側電流波動大；只能降壓，不能升壓。2) Buck-Boost 變換器Buck-Boost 變換器電路如圖 6 所示。圖 6 Buck-Boost 變換器電路圖通過控制 T 通斷來控制電源向負載轉移電能。T 導通時， ，電感電流線性增加，電感儲能增加，電源向電感轉移電能。SLUuT 斷開時， ，電感電流減少，電感儲能減少，電感儲能向負載轉移電能。C其工作波形如圖 7 所示。圖 7 Buck-Boost 變換器工作波形Buck-Boost 變換器的優(yōu)點是電路簡單；既能升壓，也能降壓。缺點是電源側、負載側電流波動大。3) Cuk 變換器Cuk 變換器電路如圖 8 所示。圖 8 Cuk 變換器電路圖通過控制 T 通斷來控制電源向負載轉移電能。T 長期斷開時，輸出電壓 。0uT 導通時間較長時，電感電流將趨于無限大，此時斷開 T，將有無窮大能量轉移到負載，輸出電壓 也將趨于無限大。0u其工作波形如圖 9 所示。圖 9 Cuk 變換器工作波形Cuk 變換器的優(yōu)點是既能升壓，也能降壓；電源側、負載側電流波動小。缺點是電路稍復雜；電容 充放電電流波動大。2C4) 單端正激變換器正激變換器電路如圖 10 所示。圖 10 正激變換器電路圖單端正激變換器由 Buck 變換器派生而來。在 Buck 變換器上插入一個隔離變壓器，即得到如圖 7 所示的單端正激變壓器。單端正激變壓器電壓增益與開關導通占空比成正比，這與 Buck 變換器類似，不同的是比后者多了一個變壓器變比。在實際的正激變換器中，必須考慮隔離變壓器激磁電流的影響，否則鐵心中存儲的能量將使變壓器不能正常工作。單端正激電路的優(yōu)點：增大了電壓的輸出范圍；加大了電路抗干擾的能力。缺點是：變壓器有漏感；磁芯利用率不高，且很容易飽和。5) 單端反激變換器反激變換器電路如圖 11 所示。圖 11 反激變換器電路圖單端反激變換器由 Buck-Boost 變換器派生而來。和 Buck-Boost 變換器相比較可知，反激變換器用變壓器代替了升降壓變換器中的儲能電感。因此，這里的變壓器除了起輸入電隔離作用外，還起儲能電感的作用。 反激變換器在開關管導通時電源將電能轉為磁能儲存在變壓器中，當開關管關斷時再將磁能變?yōu)殡娔軅魉偷截撦d。單端反激電路的優(yōu)點：轉移到負載側的能量由原邊電壓、等效電感、IGBT 開通時間決定，與負載無關。很適合于高壓小功率變換電路。缺點是：變壓器有漏感；磁芯利用率不高，且很容易飽和。6) 隔離型 Cuk 變換器隔離型 Cuk 變換器如圖 12 所示。圖 12 隔離型 Cuk 變換器電路圖Cuk 變換器只能提供一個反極性、不隔離的單一輸出電壓，在要求有不同的輸出電壓和不同極性的多組輸出時，特別要求輸入、輸出之間電氣隔離時，就需要加入隔離變壓器。隔離型 Cuk 變換器的工作原理是與 Cuk 型變換器相同的。它的顯著特點是變壓器的原、副邊繞組均無直流流過，這是由于電容 、 隔直流的緣故。這樣磁芯是兩個方向1C2磁化的，不需要加氣息，體積可以做得較小。與其他只有一個開關管的單端電路相比，變壓器體積小一半，而且繞組面積減小，銅耗也減小。而且 Cuk 型變換器的輸入、輸出電流都是連續(xù)的，具有較小的紋波分量。但是隔離型 Cuk 變換器仍然存在隔離型 DC/DC 的缺陷。7) 橋式變換器橋式變換器由四個功率晶體管組成。相對于半橋而言，功率晶體管及驅動裝置個數(shù)要增加 1 倍，成本較高，但可用在要求功率較大的場合。橋式變換器主回路如圖 13 所示。橋對角的兩個功率晶體管作為一組，每組同時接通或斷開（也可其他方式） ，兩組開關輪流工作，在一周期中的短時間內，四個開關管將均處于斷開狀態(tài)。四個開關導通（或關斷）占空比值均相等。圖 13 橋式變換器電路圖橋式變換器的優(yōu)點：主變壓器只需要一個原邊繞組，通過正、反向的電壓得到正、反向磁通，副邊有一個中心抽頭繞組采用全波整流輸出。因此，變壓器鐵心和繞組的最佳利用，使效率、功率密度得到提高。功率開關在非常安全的情況下運作。在一般情況下，最大的反向電壓不會超過電源電壓 Vs，四個能量恢復（再生）二極管能消除一部分由漏感產(chǎn)生的瞬間電壓。這樣無須設置能量恢復繞組，反激能量便得到恢復利用。 缺點：需要功率元件較多。在導通的回路上，至少有兩個管壓降，因此功率損耗也比雙晶體管推挽式變換器 1 倍。但是在高壓離線開關電源系統(tǒng)中，這些損耗還是可接受的。另外，能量恢復（再生）方式，由于有四個二極管，損耗略有增加。 以上是對具有降壓功能的 DC/DC 變換器的分析。基本可以分為不帶隔離變壓器和帶隔離變壓器兩大類。后者可以將電源和負載隔離，加大了安全性，但是隔離型損耗比較大。由于設計電路的輸入電壓與輸出電壓都不較大，所以不必采用損耗比較大的隔離型DC/DC。而在非隔離性 DC/DC 中，雖然有即可升壓也可降壓的 DC/DC，但是電路較復雜。而設計的車載充電器只需要降壓，所以選用電路簡單的 Buck 變換器即可。3 系統(tǒng)硬件設計3.1 Boost APFC 主電路的硬件設計3.1.1 功率因數(shù)的定義首先假定交流輸入電壓為無畸變的標準正弦電壓，即：（3-1）tVUcos2這里所講的功率因數(shù)（PF ）是指被有效利用功率的百分比，與電工理論中的 并cos非同一概念，后者表示的是正弦電壓與基波電流之間的相角差。而 PF 的定義則為：（3-2）IPPF1視 在 功 率基 波 有 功 功 率式中： 為基波有功功率，V 和 I 分別為輸入電壓、電流的有效值。1P設輸入電流表達式為：（3-3） 1 332211 .coscoscos2cos2nn tItItItIi 則電流的有效值為：（3-4）.2321II式中： 、 、 分別表示輸入電流的基波分量和各次諧波分量。1I23I那么，（3-5）123211 cos.cosIIIVPF定義 為畸變因數(shù)； 為輸入相電壓與基波相電流之間的位移因.321I 1cs數(shù)。因此，功率因數(shù)的嚴格定義應為畸變因數(shù)與基波位移因數(shù)的乘積，即：（3-6）1osPF可見輸入電流除了基波分量外，還含有大量的諧波。諧波電流使電力系統(tǒng)的電壓波形發(fā)生畸變，將各次諧波有效值與基波有效值的比值稱為總諧波畸變率 THD，其定義為：（3-7）%10.12321IITHDnh式中： 為所有諧波電流分量的有效值。hITHD 用來衡量電網(wǎng)的污染程度，是表征諧波電流含量多少的一個重要參數(shù)。由畸變因數(shù) 的定義和上式子可得：（3-8）23211.THDI所以功率因數(shù) PF 也可以寫成：（3-9）211cossTHDPF所以可以得到：當 一定時，THD 越大，功率因數(shù)也就越低。因此，提高功率因1cos數(shù)也就應該從減小基波電壓、電流之間的相位角差和總諧波畸變率 THD 兩方面入手。從這個角度看，可以說諧波的抑制電路就是功率因數(shù)校正電路。3.1.2 主電路參數(shù)設計Boost APFC 電路主電路結構簡圖如圖 14 所示。圖 14 Boost APFC 電路主電路圖1、最大輸入功率和輸入電流計算在正常的工作效率下，變換器的最大輸入功率為： WPMINAXIN3789.04)(0)( 當輸入電壓最低時，輸入電流的最大有效值為： AFVIINIAXMAXN 4.19.76.)(0)( 輸入電流最大峰值為： IMAXIAXPEKN .2.2)()( 輸入電流的最大平均值為： AIPEKINMAXVG 5.174.)()( 2、輸入電容的選取輸入端的高頻電容主要來濾除輸入的高頻噪音和改善輸入紋波，計算如下： FVrfIKCMINsAXIIN 2.1760.15249.023)( 其中 是電流紋波系數(shù)（取 20%） ，r 是最大高頻電壓紋波系數(shù)，取 6%。I所以選取 、630V 的薄膜電容。FCIN13、Boost 電感的選取1) 電感量大小的選取在輸入電壓最低，輸入電流峰值的時候占空比有最大值： %5.3480176230)( VDMIN電流紋波為 20%峰值電流： AIAXPEKN%2)(電感電流峰峰值為： IIIMAXPEMAXPEKL 14.3028.547)()( 升壓電感： HIfDVsNPAEI 48.510%23)( 2) 選磁芯形狀和尺寸根據(jù)設計手冊，選 EE 形鐵氧體 3C90 磁芯材料。 ，單線圈 。TB.max03.1K4343341max .6019)28547(12.0 cmKBILAPPSeW 其中 為窗口面積， 為磁芯有效截面積，L 為 Boost 電感， 為最大峰值電流，e SPI為最大有效值電流。PLI根據(jù)手冊，我們最后選取 EE85B， ，可以滿足要求。441.68.70cmAeW3) 電感線圈匝數(shù)的計算取氣隙 ，由公式可以計算匝數(shù)：m4 4.31059.8432.70 SLN取 N=34 匝。4) 導線截面積的選取導線的電流速度一般 300-500 ，這里去電流密度按有效值 ，最大2/cmA 2/40cmAJ電流有效值為 19.4 ，故導線截面積為： 2285.40.419mcJISNMXC我們選取 的銅導線。26C4、輸出電容的選取在功率因數(shù)校正變換器中，輸出電容設計主要考慮維持時間 ，一般取 30ms。那么t輸出電容為： FVtPCMIN352)0(3814222)(00 這里 為輸出電壓最小值，一般取 300V。故輸出電容選用 3400 ，500V 的電)(0MINV 解電容。5、開關器件的選擇主開關管的選擇，主開關管的選擇應考慮電流有效值的 1.5-2 倍的裕量，電壓應為輸出電壓的 1.5-2 倍的裕量。經(jīng)前面的計算，功率管采用 APT5010LFLL，耐壓 500V，最大正向通態(tài)電流 46A。續(xù)流二極管選用 RURG5060 超快恢復二極管，耐壓 600 ，正向額V定電流 50A。整流橋選用 KBPC5010F。3.2 Boost APFC 控制電路的硬件設計3.2.1 單周期控制 Boost PFC 電路的工作原理1) 單周期控制的基本原理當開關 S 的開關周期 恒定時，工作過程可用如下開關函數(shù)來表示：ST（3-10）SONTttK01式中， 是開關導通時間； 是開關關斷時間；滿足 ，開關輸入信號通ONTOF SOFNT過開關斬波，輸出信號 的頻率和脈寬與開關函數(shù) 一致，而 的包絡線與 一tytxtytx致，開關 S 的輸出量與輸入量的關系為：（3-11）tkty假設開關頻率 遠高于輸入信號 和控制信號 的帶寬頻率，對于傳統(tǒng)的控制SfxtVref而言，占空比 由控制信號 線性調制而成，那么得到開關的輸出信號為：ONTD/tVref（3-12）refTSS txdtdtyONON 0011因此，對于傳統(tǒng)的電壓反饋控制，開關的輸出信號 是輸入信號 和控制信號ytx的乘積， 的變化，必然導致 的變化。而對于采用占空比的非線性調制，如tVref txty果調制開關的占空比使每個周期開關輸出端斬波波形的積分值恰好等于控制信號的積分值，即：（3-13）ONONTrefTdtVtx00那么在每個周期開關輸出端斬波波形的平均值恰好等于控制信號的平均值，即：（3-14）ONONTrefSTS ttx0011因此，在一個周期內，輸出信號能及時被控制。（3-15）tVdtTdtxty refrefSTSONON0011根據(jù)這個概念來控制開關的技術被定義為單周期控制技術，這時開關的有效輸出信號為：（3-16）ttyref開關輸出信號 完全抑制了輸入信號的影響，線性再現(xiàn)了控制信號 。因此，ty tVref通過單周期控制，將一個非線性開關變?yōu)橐粋€線性開關。2) 單周期控制 Boost PFC 電路的工作原理選擇的單相功率因數(shù)校正電路，如圖 15 所示。圖 15 單周期控制 Boost 變換器原理圖對于單周期控制 PFC Boost 變換器，有：（3-17）DVin1/0為使功率因數(shù)校正至 1，希望有：（3-18）einiRI式中， 為 Boost 變換器輸入等效電阻。eR根據(jù)式（3-17）和式（3-18） ，且令 ，可得：0/VeSm（3-19）IininS式中， 為電流 的采樣電阻； 為電壓環(huán)調節(jié)器輸出。將式（3-17）帶入式（3-19） ，SinIiV可以得到占空比 D 的控制目標：（3-20）iniSonSinmDVTRI/從式（3-19 ）看到 總是跟隨 ，從而變換器的入端阻抗等效為一個電阻，實現(xiàn)了inIi功率因數(shù)校正。式（3-20）可以采用單周期控制策略實現(xiàn)控制。如圖 13 所示，圖為實現(xiàn)占空比控制目標的單周期控制器。在每一周期 內，與ST相對應的積分器輸出 ，當 時，比較器ONTmSONDVTV/int SinmRIV2int輸出為 1，即 RS 觸發(fā)器的 R 端置位；Q=1 ，積分器復位（ ） 。0it3.2.2 單周期控制 Boost PFC 變換器穩(wěn)定性分析用狀態(tài)空間平均法對其進行建模，先作如下假設：1) 變換器工作在電流連續(xù)狀態(tài)；2) 功率開關管和二極管均為理想器件，功率開關管輸出電容和二極管電容均忽略不計，只考慮電感串聯(lián)等效電阻 。LRBoost 變換器開關模態(tài)圖如圖 16 所示，圖中電流方向為參考方向，以電感電流、電容電壓為狀態(tài)變量建立狀態(tài)方程。圖 16 Boost 變換器開關模態(tài)當開關導通時，電感電壓、電流關系式如下：（3-21）0inLLVdtiR當開關關斷時，電感電壓、電流關系式如下：（3-22）0LinLti由式（3-21 ）和式（3-22 ）可以得到其平均動態(tài)方程：（3-23）incLLVvdiRdti 1同理有下列方程成立：（3-24）cLcCIitv1由式（3-23 ）和（3-24 ）可得 Boost 變換器的平均動態(tài)模型，寫成矩陣如下所示：（3-25）01VviRdtvi incLLcL對單周期控制 Boost PFC 的控制目標方程式（3-20）中，并進行小信號化，在直流工作點附近做小信號擾動。在式（3-20 ）中有： ， ， ，帶入原式，并進行小信號化，可eSinRV0LinICV0以得到在直流工作點附近小信號擾動如下所示：eCvVLLiIdD帶入式（3-20）得： cCeSSLeScC vVRiIRvV 將上式展開，刪去穩(wěn)態(tài)分量，略去二階無窮小即可得到下式：（3-26）cLeviDd1將式（3-25 ）小信號化，再將式（3-26）帶入可以得到單周期控制 Boost PFC 閉環(huán)小信號模型：（3-27） cLcLLcL viCDiRCDdtvi 1120令：（3-28）21aA其中： LR102aCD1cLviR2矩陣 A 的特征值是方程：（3-29）021212aa若其根在左平面，則方程是穩(wěn)定的。而： 2121是恒成立的，也就是根恒在左平面，所以單周期控制的 Boost PFC 變換器是穩(wěn)定的。3.2.3 Boost PFC 電路數(shù)學模型的建立假設能量傳輸效率 100%，根據(jù)能量守恒，輸出功率等于輸入功率。有 ，einRV20為二端口網(wǎng)絡輸入等效電阻。調制電壓 ，那么：eR 0VResm（3-30）sminRV20整理得：（3-31）minsi220對上式各變量求導，（3-32）inmiinss vVvRiVi 20020 因為（3-33）i0整理得：（3-34）02220 vRVvvRVi sinmiins （3-35）2020i isisi 因為（3-36）esmRV0帶入，則：（3-37）0020 2 vvi inimsin設 ， ， ，原式可以寫為：msingRVv200gvVinrR（3-38）001vrgviinm根據(jù)式（3-38）得到小信號模型如圖 17 所示。圖 17 單周期控制的 Boost 電路小信號模型（3-39）SCRiv10把式（3-39 ）帶入式（3-37） ，得：（3-40）SFRgCSRgv Pmm /13/130，即為整流器的極點角頻率。RCP3（3-41）GSsAzv0為誤差放大器的零點角頻率。z因為電路的開環(huán)增益為：（3-42）pzmvSRgSsGFSP/130G 為電壓反饋系數(shù)，由整流器的極點角頻率 和誤差放大器的零點角頻率 可以得p z到閉環(huán)截止頻率 ：cf（3-43）6300Rgffmmc式（3-42）是一個電源電壓頻率模型，因此，電壓環(huán)的截止頻率應遠小于電源電壓頻率 50Hz，取 ，誤差放大器的頻率應遠遠小于零截止頻率，選 。根據(jù)上Hzfz16 Hzf20述幾個頻率的值，就可以確定電壓環(huán)的參數(shù)。3.2.4 控制電路設計典型的單周期控制原理電路圖如圖 18 所示。圖 18 IR1150S 典型應用電路其中， 為采樣電阻， 為開關頻率設置電阻， 為反饋電阻， 為過壓檢測電阻。SRfRFBROVPR控制芯片采用 IR 公司生產(chǎn)的基于單調周期控制技術的功率因數(shù)校正的控制芯片IR1150S。IR1150S 是一種單周期控制的連續(xù)電流模式 PFC 控制芯片，通過控制開關的占空比，使每個開關周期中開關變量的平均值嚴格等于或正比于控制參考量。隨著控制技術的發(fā)展單周期的概念有所擴展。這種控制的最大特點是能在一個開關周期內有效抵制電源側的擾動，這種控制技術可以廣泛應用于非線性系統(tǒng)的場合，比如脈寬調制、諧振、軟開關的變換器等。它僅有 8 個引腳，采用了 IR 公司特有的單周期控制技術專利，為有源功率因數(shù)校正電路提供了一種成本低廉、設計簡單的解決方案。如 1kVA 服務器開關電源中，與傳統(tǒng)基于乘法器的 CCM 系統(tǒng)相比，IR1150S 的 PFC 解決方案可節(jié)省 40%的電阻電容，節(jié)省 50%的 PFC 控制器電路板面積。在功率密度問題上更為突出的小功率應用中，如大功率筆記本和液晶電視適配器，若采用 CCM 模式的 IR1150S 控制器，則意味著降低峰值電流，對 EMI 濾波器的要求也可降低。該芯片具有以下特點：具有寬范圍電壓輸入，無需輸入電壓采樣，不要求輸入電壓的線形性，用于連續(xù)模式（CCM）下，較好的過壓欠壓保護措施，具有軟啟動功能，啟動電流小于 200uA，開關頻率（50-200）Hz 可調，最大占空比 98%，最低關斷時間（150-350）ns，內部嵌位 13V 門極驅動電壓輸出，門極驅動最大電流 1.5A 等。其管腳排列如圖 19 所示。圖 19 IR1150S 管腳圖各管腳功能介紹：COM：接地；FREQ：頻率設定；ISNS：電流采樣輸入；OVP/ENA：輸出過壓保護/使能；COMP：電壓環(huán)補償；VFB：輸出電壓反饋；VCC：芯片供電；GATE：驅動輸出。1、開關頻率的選擇IR1150S 控制的開關頻率是可調的，通過一個外接電阻 R 來調節(jié)開關頻率。由于冊中頻率電阻的對應關系曲線可知取 165-37 時對應的輸出開關頻率為 50-200 ，這里取KkHz外接電阻 165 。K2、電壓反饋電路設計反饋采樣電阻要足夠高，以減少主電路在采樣電阻上的功率損耗，并滿足主電路的設計要求。我們取遠大于輸出電阻， ，那么根據(jù)設計手冊：RFB5021 KVREOUTEFB 7.1837)(3其中 為芯片內部參考電壓。REFV3、電流采樣濾波設計采樣電流要經(jīng)過濾波以濾除開關噪音，ISNS 腳采用的是簡單的 RC 濾波器，它的截止頻率為：（3-44）SFPSFCRf21常用的截止頻率一般為 1-1.5 ，這里選用 RC 濾波器： ，mHz 10SFR。PFCSF104、軟啟動設計軟啟動時間由下面的公式?jīng)Q定：（3-45）OVEAFCMPZsit)(其中， 為電壓誤差放大器的最大輸出電流，查資料為 40 ； 芯片內部OVEAi A)(EFCOMPV設定電壓為 6.05 。選取軟啟動時間 為 50 ，計算得到 為 0.33 。stmZ5、過壓保護電路設計IR1150S 內部過壓比較器提供專用的參考電壓 ，設計 450VREFovpREF49.70.1)(為過壓保護的門限電壓，當輸出電壓高于 450 時將啟動過壓保護。根據(jù)設計手冊有：V KROPV521 REFOPEFOVP 93.164.709)()36、電流環(huán)和過流保護設計IR1150S 內部提供 的門限，采樣電流經(jīng)電阻轉換成電壓信號，當電壓達到 ，1 V1過流保護立即啟動。電流放大器的 DC 增益 。單周期控制的集成芯片 IR1150S5.2DCG工作基于峰值電流模式，因此開關電流能取代電感電流作為采樣電流輸入到 ISNS 腳。最大占空比的計算： VVVINMMINPEAKI 249176)8.0(2)( 3524930I由單周期控制 Boost APFC 變換器的控制目標公式：（3-46）INSDCinVG其中 為電流檢測腳 ISNS 的輸入電壓，可以得到：SNV 59.1.2)340(56)1()1()(max) DCEFOMPDCSATin其中， 為 IR1150S 內部設定電壓為 6.05 ，當考慮過載 5%時，電感電流的)(EFCOMP V峰峰值為： AKIII OVLMAXPEKNOVLPEAKN 6.3105.248.72)()( .063159.)(LPEISNSR采樣電阻的功率為： WSRMAXRSINS .8.422)( 7、電壓反饋環(huán)設計電壓反饋環(huán)示意圖如圖 20 所示。圖 20 電壓反饋環(huán)示意圖開環(huán)增益為：（3-47）)()()(321SHSGT輸出分壓傳遞函數(shù)：（3-48）01)(VREF對于恒定的功率負載時，傳遞函數(shù) 為：)(3S（3-49）0203 1)(CGSHDSin誤差放大器的傳遞函數(shù)：（3-50）PZgwPZmR)(2其中 為跨導常數(shù)。在上面的函數(shù)中電壓環(huán)補償腳接的補償網(wǎng)絡在傳遞函數(shù)中增加mg了一個零點和一個極點：（3-51）ZgmzCRf210（3-52）PZgwpf0電壓環(huán)補償：為了避免電壓環(huán)節(jié)導致的線電流在輸出上引起的失真，引入電流環(huán)補償，電壓環(huán)補償?shù)哪康氖窍敵鲭妷荷?100 的紋波。Hz輸出電容上的二次紋波為： VVCfPVoutndINOPK 2.438015207260 100 的紋波通常要衰減 100 倍，即取其典型值的 1%，有：Hz dBGOPKEFMVA 5.7461.)(輸出電壓采樣環(huán)節(jié)衰減為： SHREF.3018.37)(01 在 100 時誤差放大器的增益為：z dBGVA.1第二個極點遠遠高于 100 ，所以誤差放大器的傳遞函數(shù)