開關電源論文資料

開關電源論文資料,開關電源,論文,資料 開關式穩(wěn)壓電源的工作原理 隨著全球對能源問題的重視，電子產品的耗能問題將愈來愈突出，如何降低其待機功耗，提高供電效率成為一個急待解決的問題。傳統(tǒng)的線性穩(wěn)壓電源雖然電路結構簡單、工作可靠，但它存在著效率低（只有40%－50%）、體積大、銅鐵消耗量大，工作溫度高及調整范圍小等缺點。為了提高效率，人們研制出了開關式穩(wěn)壓電源，它的效率可達85%以上，穩(wěn)壓范圍寬，除此之外，還具有穩(wěn)壓精度高、不使用電源變壓器等特點，是一種較理想的穩(wěn)壓電源。正因為如此，開關式穩(wěn)壓電源已廣泛應用于各種電子設備中，本文對各類開關電源的工作原理作一闡述。 　　一、開關式穩(wěn)壓電源的基本工作原理 　　開關式穩(wěn)壓電源接控制方式分為調寬式和調頻式兩種，在實際的應用中，調寬式使用得較多，在目前開發(fā)和使用的開關電源集成電路中，絕大多數(shù)也為脈寬調制型。因此下面就主要介紹調寬式開關穩(wěn)壓電源。 ??? 調寬式開關穩(wěn)壓電源的基本原理可參見下圖。 　　 ??? 對于單極性矩形脈沖來說，其直流平均電壓Uo取決于矩形脈沖的寬度，脈沖越寬，其直流平均電壓值就越高。直流平均電壓Ｕ?？捎晒接嬎?，即Uo=Um×T1/T式中Um —矩形脈沖最大電壓值； ???? T? —矩形脈沖周期； ???? T1 —矩形脈沖寬度。 　　從上式可以看出，當Um與T不變時，直流平均電壓Uo將與脈沖寬度T1成正比。這樣，只要我們設法使脈沖寬度隨穩(wěn)壓電源輸出電壓的增高而變窄，就可以達到穩(wěn)定電壓的目的。 ??? 二、開關式穩(wěn)壓電源的原理電路 ??? 1、基本電路 　　 　　開關式穩(wěn)壓電源的基本電路框圖如圖二所示。 　　交流電壓經整流電路及濾波電路整流濾波后，變成含有一定脈動成份的直流電壓，該電壓進人高頻變換器被轉換成所需電壓值的方波，最后再將這個方波電壓經整流濾波變?yōu)樗枰闹绷麟妷骸? ??? 控制電路為一脈沖寬度調制器，它主要由取樣器、比較器、振蕩器、脈寬調制及基準電壓等電路構成。這部分電路目前已集成化，制成了各種開關電源用集成電路?？刂齐娐酚脕碚{整高頻開關元件的開關時間比例，以達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。 ??? ２．單端反激式開關電源 　　單端反激式開關電源的典型電路如圖三所示。電路中所謂的單端是指高頻變換器的磁芯僅工作在磁滯回線的一側。所謂的反激，是指當開關管VT1導通時，高頻變壓器Ｔ初級繞組的感應電壓為上正下負，整流二極管VD1處于截止狀態(tài)，在初級繞組中儲存能量。當開關管VT1截止時，變壓器Ｔ初級繞組中存儲的能量，通過次級繞組及VD1整流和電容Ｃ濾波后向負載輸出。 　　單端反激式開關電源是一種成本最低的電源電路，輸出功率為20－100Ｗ，可以同時輸出不同的電壓，且有較好的電壓調整率。唯一的缺點是輸出的紋波電壓較大，外特性差，適用于相對固定的負載。 　　單端反激式開關電源使用的開關管VT1承受的最大反向電壓是電路工作電壓值的兩倍，工作頻率在20－200kHz之間。 　?。常畣味苏な介_關電源 　　　 　　單端正激式開關電源的典型電路如圖四所示。這種電路在形式上與單端反激式電路相似，但工作情形不同。當開關管VT1導通時，VD2也導通，這時電網向負載傳送能量，濾波電感Ｌ儲存能量；當開關管VT1截止時，電感Ｌ通過續(xù)流二極管VD3繼續(xù)向負載釋放能量。 　　在電路中還設有鉗位線圈與二極管VD2，它可以將開關管VT1的最高電壓限制在兩倍電源電壓之間。為滿足磁芯復位條件，即磁通建立和復位時間應相等，所以電路中脈沖的占空比不能大于５０％。 由于這種電路在開關管VT1導通時，通過變壓器向負載傳送能量，所以輸出功率范圍大，可輸出50－200Ｗ的功率。電路使用的變壓器結構復雜，體積也較大，正因為這個原因，這種電路的實際應用較少。 　?。矗约な介_關穩(wěn)壓電源 　　自激式開關穩(wěn)壓電源的典型電路如圖五所示。這是一種利用間歇振蕩電路組成的開關電源，也是目前廣泛使用的基本電源之一。 　　當接入電源后在R1給開關管VT1提供啟動電流，使VT1開始導通，其集電極電流Ic在L1中線性增長，在L2中感應出使VT1基極為正，發(fā)射極為負的正反饋電壓，使VT1很快飽和。與此同時，感應電壓給C1充電，隨著C1充電電壓的增高，VT1基極電位逐漸變低，致使VT1退出飽和區(qū)，Ic開始減小，在L2中感應出使VT1基極為負、發(fā)射極為正的電壓，使VT1迅速截止，這時二極管VD1導通，高頻變壓器Ｔ初級繞組中的儲能釋放給負載。在VT1截止時，L2中沒有感應電壓，直流供電輸人電壓又經R1給C1反向充電，逐漸提高VT1基極電位，使其重新導通，再次翻轉達到飽和狀態(tài)，電路就這樣重復振蕩下去。這里就像單端反激式開關電源那樣，由變壓器Ｔ的次級繞組向負載輸出所需要的電壓。 　　自激式開關電源中的開關管起著開關及振蕩的雙重作從，也省去了控制電路。電路中由于負載位于變壓器的次級且工作在反激狀態(tài)，具有輸人和輸出相互隔離的優(yōu)點。這種電路不僅適用于大功率電源，亦適用于小功率電源 　　 　?。担仆焓介_關電源 　　推挽式開關電源的典型電路如圖六所示。它屬于雙端式變換電路，高頻變壓器的磁芯工作在磁滯回線的兩側。電路使用兩個開關管VT1和VT2，兩個開關管在外激勵方波信號的控制下交替的導通與截止，在變壓器Ｔ次級統(tǒng)組得到方波電壓，經整流濾波變?yōu)樗枰闹绷麟妷骸? 　　這種電路的優(yōu)點是兩個開關管容易驅動，主要缺點是開關管的耐壓要達到兩倍電路峰值電壓。電路的輸出功率較大，一般在100－500Ｗ范圍內。 　?。叮祲菏介_關電源 　　降壓式開關電源的典型電路如圖七所示。當開關管VT1導通時，二極管VD1截止，輸人的整流電壓經VT1和L向Ｃ充電，這一電流使電感Ｌ中的儲能增加。當開關管VT1截止時，電感Ｌ感應出左負右正的電壓，經負載RL和續(xù)流二極管VD1釋放電感Ｌ中存儲的能量，維持輸出直流電壓不變。電路輸出直流電壓的高低由加在VT1基極上的脈沖寬度確定。 　　　　 　　這種電路使用元件少，它同下面介紹的另外兩種電路一樣，只需要利用電感、電容和二極管即可實現(xiàn)。 　　７．升壓式開關電源 　　升壓式開關電源的穩(wěn)壓電路如圖八所示。當開關管VT1導通時，電感Ｌ儲存能量。當開關管VT1截止時，電感Ｌ感應出左負右正的電壓，該電壓疊加在輸人電壓上，經二極管VD1向負載供電，使輸出電壓大于輸人電壓，形成升壓式開關電源。 　　 　?。福崔D式開關電源 　　反轉式開關電源的典型電路如圖九所示。這種電路又稱為升降壓式開關電源。無論開關管VT1之前的脈動直流電壓高于或低于輸出端的穩(wěn)定電壓，電路均能正常工作。 　　 　　 　　 　　當開關管VT1導通時，電感L儲存能量，二極管VD1截止，負載RL靠電容C上次的充電電荷供電。當開關管VT1截止時，電感Ｌ中的電流繼續(xù)流通，并感應出上負下正的電壓，經二極管VD1向負載供電，同時給電容Ｃ充電。 　?。▉碓矗弘娮庸こ虒］嫞? 開關電源原理及其應用 第一部分：功率電子器件 第一節(jié)：功率電子器件及其應用要求 功率電子器件大量被應用于電源、伺服驅動、變頻器、電機保護器等功率電子設備。這些設備都是自動化系統(tǒng)中必不可少的，因此，我們了解它們是必要的。 近年來，隨著應用日益高速發(fā)展的需求，推動了功率電子器件的制造工藝的研究和發(fā)展，功率電子器件有了飛躍性的進步。器件的類型朝多元化發(fā)展，性能也越來越改善。大致來講，功率器件的發(fā)展，體現(xiàn)在如下方面： 1． 器件能夠快速恢復，以滿足越來越高的速度需要。以開關電源為例，采用雙極型晶體管時，速度可以到幾十千赫；使用MOSFET和IGBT，可以到幾百千赫；而采用了諧振技術的開關電源，則可以達到兆赫以上。 2． 通態(tài)壓降（正向壓降）降低。這可以減少器件損耗，有利于提高速度，減小器件體積。 3． 電流控制能力增大。電流能力的增大和速度的提高是一對矛盾，目前最大電流控制能力，特別是在電力設備方面，還沒有器件能完全替代可控硅。 4． 額定電壓：耐壓高。耐壓和電流都是體現(xiàn)驅動能力的重要參數(shù)，特別對電力系統(tǒng)，這顯得非常重要。 5． 溫度與功耗。這是一個綜合性的參數(shù)，它制約了電流能力、開關速度等能力的提高。目前有兩個方向解決這個問題，一是繼續(xù)提高功率器件的品質，二是改進控制技術來降低器件功耗，比如諧振式開關電源。 總體來講，從耐壓、電流能力看，可控硅目前仍然是最高的，在某些特定場合，仍然要使用大電流、高耐壓的可控硅。但一般的工業(yè)自動化場合，功率電子器件已越來越多地使用MOSFET和IGBT，特別是IGBT獲得了更多的使用，開始全面取代可控硅來做為新型的功率控制器件。 第二節(jié)：功率電子器件概覽 一． 整流二極管： 二極管是功率電子系統(tǒng)中不可或缺的器件，用于整流、續(xù)流等。目前比較多地使用如下三種選擇： 1． 高效快速恢復二極管。壓降0.8-1.2V，適合小功率，12V左右電源。 2． 高效超快速二極管。0.8-1.2V，適合小功率，12V左右電源。 3． 肖特基勢壘整流二極管SBD。0.4V，適合5V等低壓電源。缺點是其電阻和耐壓的平方成正比，所以耐壓低（200V以下），反向漏電流較大，易熱擊穿。但速度比較快，通態(tài)壓降低。 目前SBD的研究前沿，已經超過1萬伏。 二．大功率晶體管GTR 分為： 單管形式。電流系數(shù)：10-30。 雙管形式——達林頓管。電流倍數(shù)：100-1000。飽和壓降大，速度慢。下圖虛線部分即是達林頓管。 圖1-1：達林頓管應用 實際比較常用的是達林頓模塊，它把GTR、續(xù)流二極管、輔助電路做到一個模塊內。在較早期的功率電子設備中，比較多地使用了這種器件。圖1-2是這種器件的內部典型結構。 ` 圖1-2：達林頓模塊電路典型結構 兩個二極管左側是加速二極管，右側為續(xù)流二極管。加速二極管的原理是引進了電流串聯(lián)正反饋，達到加速的目的。 這種器件的制造水平是1800V/800A/2KHz、600V/3A/100KHz左右（參考）。 三． 可控硅SCR 可控硅在大電流、高耐壓場合還是必須的，但在常規(guī)工業(yè)控制的低壓、中小電流控制中，已逐步被新型器件取代。 目前的研制水平在12KV/8000A左右（參考）。 由于可控硅換流電路復雜，逐步開發(fā)了門極關斷晶閘管GTO。制造水平達到8KV/8KA，頻率為1KHz左右。 無論是SCR還是GTO，控制電路都過于復雜，特別是需要龐大的吸收電路。而且，速度低，因此限制了它的應用范圍拓寬。 集成門極換流晶閘管IGCT和MOS關斷晶閘管之類的器件在控制門極前使用了MOS柵，從而達到硬關斷能力。 四． 功率MOSFET 又叫功率場效應管或者功率場控晶體管。 其特點是驅動功率小，速度高，安全工作區(qū)寬。但高壓時，導通電阻與電壓的平方成正比，因而提高耐壓和降低高壓阻抗困難。 適合低壓100V以下，是比較理想的器件。 目前的研制水平在1000V/65A左右（參考）。商業(yè)化的產品達到60V/200A/2MHz、500V/50A/100KHz。是目前速度最快的功率器件。 五． IGBT 又叫絕緣柵雙極型晶體管。 這種器件的特點是集MOSFET與GTR的優(yōu)點于一身。輸入阻抗高，速度快，熱穩(wěn)定性好。通態(tài)電壓低，耐壓高，電流大。 目前這種器件的兩個方向：一是朝大功率，二是朝高速度發(fā)展。大功率IGBT模塊達到1200-1800A/1800-3300V的水平（參考）。速度在中等電壓區(qū)域（370-600V），可達到150-180KHz。 它的電流密度比MOSFET大，芯片面積只有MOSFET的40%。但速度比MOSFET低。 盡管電力電子器件發(fā)展過程遠比我們現(xiàn)在描述的復雜，但是MOSFET和IGBT，特別是IGBT已經成為現(xiàn)代功率電子器件的主流。因此，我們下面的重點也是這兩種器件。 第三節(jié)：功率場效應管MOSFET 功率場效應管又叫功率場控晶體管。 一．原理： 半導體結構分析略。本講義附加了相關資料，供感興趣的同事可以查閱。 實際上，功率場效應管也分結型、絕緣柵型。但通常指后者中的MOS管，即MOSFET（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）。 它又分為N溝道、P溝道兩種。器件符號如下： N溝道 P溝道 圖1-3：MOSFET的圖形符號 MOS器件的電極分別為柵極G、漏極D、源極S。 和普通MOS管一樣，它也有： 耗盡型：柵極電壓為零時，即存在導電溝道。無論VGS正負都起控制作用。 增強型：需要正偏置柵極電壓，才生成導電溝道。達到飽和前，VGS正偏越大，IDS越大。 一般使用的功率MOSFET多數(shù)是N溝道增強型。而且不同于一般小功率MOS管的橫向導電結構，使用了垂直導電結構，從而提高了耐壓、電流能力，因此又叫VMOSFET。 二．特點： 這種器件的特點是輸入絕緣電阻大（1萬兆歐以上），柵極電流基本為零。 驅動功率小，速度高，安全工作區(qū)寬。但高壓時，導通電阻與電壓的平方成正比，因而提高耐壓和降低高壓阻抗困難。 適合低壓100V以下，是比較理想的器件。 目前的研制水平在1000V/65A左右（參考）。 其速度可以達到幾百KHz，使用諧振技術可以達到兆級。 三．參數(shù)與器件特性： 無載流子注入，速度取決于器件的電容充放電時間，與工作溫度關系不大，故熱穩(wěn)定性好。 （1） 轉移特性： ID隨UGS變化的曲線，成為轉移特性。從下圖可以看到，隨著UGS的上升，跨導將越來越高。 ID UGS 圖1-4：MOSFET的轉移特性 （2） 輸出特性（漏極特性）： 輸出特性反應了漏極電流隨VDS變化的規(guī)律。 這個特性和VGS又有關聯(lián)。下圖反映了這種規(guī)律。 ID ID VDS VGS 圖中，爬坡段是非飽和區(qū)，水平段為飽和區(qū)，靠近橫軸附近為截止區(qū)，這點和GTR有區(qū)別。 圖1-5：MOSFET的輸出特性 VGS=0時的飽和電流稱為飽和漏電流IDSS。 （3）通態(tài)電阻Ron： 通態(tài)電阻是器件的一個重要參數(shù)，決定了電路輸出電壓幅度和損耗。 該參數(shù)隨溫度上升線性增加。而且VGS增加，通態(tài)電阻減小。 （4）跨導： MOSFET的增益特性稱為跨導。定義為： Gfs=ΔID/ΔVGS 顯然，這個數(shù)值越大越好，它反映了管子的柵極控制能力。 （5）柵極閾值電壓 柵極閾值電壓VGS是指開始有規(guī)定的漏極電流（1mA）時的最低柵極電壓。它具有負溫度系數(shù)，結溫每增加45度，閾值電壓下降10%。 （6）電容 MOSFET的一個明顯特點是三個極間存在比較明顯的寄生電容，這些電容對開關速度有一定影響。偏置電壓高時，電容效應也加大，因此對高壓電子系統(tǒng)會有一定影響。 有些資料給出柵極電荷特性圖，可以用于估算電容的影響。以柵源極為例，其特性如下： VGS QG 可以看到：器件開通延遲時間內，電荷積聚較慢。隨著電壓增加，電荷快速上升，對應著管子開通時間。最后，當電壓增加到一定程度后，電荷增加再次變慢，此時管子已經導通。 圖1-6：柵極電荷特性 （8）正向偏置安全工作區(qū)及主要參數(shù) MOSFET和雙極型晶體管一樣，也有它的安全工作區(qū)。不同的是，它的安全工作區(qū)是由四根線圍成的。 最大漏極電流IDM：這個參數(shù)反應了器件的電流驅動能力。 最大漏源極電壓VDSM：它由器件的反向擊穿電壓決定。 最大漏極功耗PDM：它由管子允許的溫升決定。 漏源通態(tài)電阻Ron：這是MOSFET必須考慮的一個參數(shù)，通態(tài)電阻過高，會影響輸出效率，增加損耗。所以，要根據(jù)使用要求加以限制。 ID VDS VDSM IDM PCM RON 圖1-7：正向偏置安全工作區(qū) 第四節(jié)：絕緣柵雙極晶體管IGBT 又叫絕緣柵雙極型晶體管。 一．原理： 半導體結構分析略。本講義附加了相關資料，供感興趣的同事可以查閱。 該器件符號如下： C C G E G E N溝道 P溝道 圖1-8：IGBT的圖形符號 注意，它的三個電極分別為門極G、集電極C、發(fā)射極E。 圖1-9：IGBT的等效電路圖。 上面給出了該器件的等效電路圖。實際上，它相當于把MOS管和達林頓晶體管做到了一起。因而同時具備了MOS管、GTR的優(yōu)點。 二．特點： 這種器件的特點是集MOSFET與GTR的優(yōu)點于一身。輸入阻抗高，速度快，熱穩(wěn)定性好。通態(tài)電壓低，耐壓高，電流大。 它的電流密度比MOSFET大，芯片面積只有MOSFET的40%。但速度比MOSFET略低。 大功率IGBT模塊達到1200-1800A/1800-3300V的水平（參考）。速度在中等電壓區(qū)域（370-600V），可達到150-180KHz。 三．參數(shù)與特性： （1）轉移特性 IC UGE 圖1-10：IGBT的轉移特性 這個特性和MOSFET極其類似，反映了管子的控制能力。 （2）輸出特性 VCE VGE IC ID 圖1-11：IGBT的輸出特性 它的三個區(qū)分別為： 靠近橫軸：正向阻斷區(qū)，管子處于截止狀態(tài)。 爬坡區(qū)：飽和區(qū)，隨著負載電流Ic變化，UCE基本不變，即所謂飽和狀態(tài)。 水平段：有源區(qū)。 （3）通態(tài)電壓Von： I VON IGBT MOSFET 圖1-12：IGBT通態(tài)電壓和MOSFET比較 所謂通態(tài)電壓，是指IGBT進入導通狀態(tài)的管壓降VDS，這個電壓隨VGS上升而下降。 由上圖可以看到，IGBT通態(tài)電壓在電流比較大時，Von要小于MOSFET。 MOSFET的Von為正溫度系數(shù)，IGBT小電流為負溫度系數(shù)，大電流范圍內為正溫度系數(shù)。 （4）開關損耗： 常溫下，IGBT和MOSFET的關斷損耗差不多。MOSFET開關損耗與溫度關系不大，但IGBT每增加100度，損耗增加2倍。 開通損耗IGBT平均比MOSFET略小，而且二者都對溫度比較敏感，且呈正溫度系數(shù)。 兩種器件的開關損耗和電流相關，電流越大，損耗越高。 （5）安全工作區(qū)與主要參數(shù)ICM、UCEM、PCM： IC UCE 安全工作區(qū) ICM UCEM IGBT的安全工作區(qū)是由電流ICM、電壓UCEM、功耗PCM包圍的區(qū)域。 圖1-13：IGBT的功耗特性 最大集射極間電壓UCEM：取決于反向擊穿電壓的大小。 最大集電極功耗PCM：取決于允許結溫。 最大集電極電流ICM：則受元件擎住效應限制。 所謂擎住效應問題：由于IGBT存在一個寄生的晶體管，當IC大到一定程度，寄生晶體管導通，柵極失去控制作用。此時，漏電流增大，造成功耗急劇增加，器件損壞。 安全工作區(qū)隨著開關速度增加將減小。 （6）柵極偏置電壓與電阻 IGBT特性主要受柵極偏置控制，而且受浪涌電壓影響。其di/dt明顯和柵極偏置電壓、電阻Rg相關，電壓越高，di/dt越大，電阻越大，di/dt越小。 而且，柵極電壓和短路損壞時間關系也很大，柵極偏置電壓越高，短路損壞時間越短。 第二部分：開關電源基礎 第一節(jié)：開關電源的基本控制原理 一．開關電源的控制結構： 一般地，開關電源大致由輸入電路、變換器、控制電路、輸出電路四個主體組成。 如果細致劃分，它包括：輸入濾波、輸入整流、開關電路、采樣、基準電源、比較放大、震蕩器、V/F轉換、基極驅動、輸出整流、輸出濾波電路等。 實際的開關電源還要有保護電路、功率因素校正電路、同步整流驅動電路及其它一些輔助電路等。 下面是一個典型的開關電源原理框圖，掌握它對我們理解開關電源有重要意義。 采樣電路 比較放大 基準電源 V/F轉換 震蕩器 基極驅動 開關器件 變壓器 整流 濾波 保護電路 功率因素校正 濾波 整流 浪涌抑制 輸入電路 變換電路 輸出電路 控制電路 PM電路（類型PFM） 圖2-1：開關電源的基本結構框圖 根據(jù)控制類型不同，PM（脈沖調制）電路可能有多種形式。這里是典型的PFM結構。 二．開關電源的構成原理： （一）輸入電路： 線性濾波電路、浪涌電流抑制電路、整流電路。 作用：把輸入電網交流電源轉化為符合要求的開關電源直流輸入電源。 1．線性濾波電路： 抑制諧波和噪聲。 2．浪涌濾波電路： 抑制來自電網的浪涌電流。 3．整流電路： 把交流變?yōu)橹绷鳌? 有電容輸入型、扼流圈輸入型兩種，開關電源多數(shù)為前者。 （二）．變換電路： 含開關電路、輸出隔離（變壓器）電路等，是開關電源電源變換的主通道，完成對帶有功率的電源波形進行斬波調制和輸出。 這一級的開關功率管是其核心器件。 1．開關電路 驅動方式：自激式、他激式。 變換電路：隔離型、非隔離型、諧振型。 功率器件：最常用的有GTR、MOSFET、IGBT。 調制方式：PWM、PFM、混合型三種。PWM最常用。 2．變壓器輸出 分無抽頭、帶抽頭。半波整流、倍流整流時，無須抽頭，全波時必須有抽頭。 （三）．控制電路： 向驅動電路提供調制后的矩形脈沖，達到調節(jié)輸出電壓的目的。 基準電路：提供電壓基準。如并聯(lián)型基準LM358、AD589，串聯(lián)型基準AD581、REF192等。 采樣電路：采取輸出電壓的全部或部分。 比較放大：把采樣信號和基準信號比較，產生誤差信號，用于控制電源PM電路。 V/F變換：把誤差電壓信號轉換為頻率信號。 振蕩器：產生高頻振蕩波。 基極驅動電路：把調制后的振蕩信號轉換成合適的控制信號，驅動開關管的基極。 （四）．輸出電路： 整流、濾波。 把輸出電壓整流成脈動直流，并平滑成低紋波直流電壓。輸出整流技術現(xiàn)在又有半波、全波、恒功率、倍流、同步等整流方式。 第二節(jié)：各類拓補結構電源分析 一．非隔離型開關變換器 （一）．降壓變換器 Buck電路：降壓斬波器，入出極性相同。 由于穩(wěn)態(tài)時，電感充放電伏秒積相等，因此： （Ui-Uo）*ton=Uo*toff， Ui*ton-Uo*ton=Uo*toff, Ui*ton=Uo(ton+toff), Uo/Ui=ton/(ton+toff)= Δ 即，輸入輸出電壓關系為： Uo/Ui=Δ(占空比) Uo ID S ID VD ID L ID C ID 圖2-2：Buck電路拓補結構 在開關管S通時，輸入電源通過L平波和C濾波后向負載端提供電流；當S關斷后，L通過二極管續(xù)流，保持負載電流連續(xù)。輸出電壓因為占空比作用，不會超過輸入電源電壓。 （二）．升壓變換器 Boost電路：升壓斬波器，入出極性相同。 利用同樣的方法，根據(jù)穩(wěn)態(tài)時電感L的充放電伏秒積相等的原理，可以推導出電壓關系： Ui ID Uo ID S ID VD ID L ID C ID Uo/Ui=1/（1-Δ） 圖2-3：Boost電路拓補結構 這個電路的開關管和負載構成并聯(lián)。在S通時，電流通過L平波， 電源對L充電。當S斷時，L向負載及電源放電，輸出電壓將是輸入電壓Ui+UL，因而有升壓作用。 （三）．逆向變換器 Buck-Boost電路：升/降壓斬波器，入出極性相反，電感傳輸。 電壓關系：Uo/Ui=-Δ/（1-Δ） Ui ID Uo ID S ID VD ID C ID L 圖2-4：Buck-Boost電路拓補結構 S通時，輸入電源僅對電感充電，當S斷時，再通過電感對負載放電來實現(xiàn)電源傳輸。 所以，這里的L是用于傳輸能量的器件。 （四）．丘克變換器 Cuk電路：升/降壓斬波器，入出極性相反，電容傳輸。 電壓關系：Uo/Ui=-Δ/（1-Δ）。 N2 C1 T C2 L2 R Uo VD L1 S Ui 圖2-5：Cuk變換器電路拓補結構 當開關S閉合時，Ui對L1充電。當S斷開時，Ui+EL1通過VD對C1進行充電。再當S閉合時，VD關斷，C1通過L2、C2濾波對負載放電，L1繼續(xù)充電。 這里的C1用于傳遞能量，而且輸出極性和輸入相反。 二．隔離型開關變換器 1．推挽型變換器 下面是推挽型變換器的電路。 S2 S1 L C R N1 N1 N2 N2 Ui Uo T 圖2-6：推挽型變換電路 S1和S2輪流導通，將在二次側產生交變的脈動電流，經過全波整流轉換為直流信號，再經L、C濾波，送給負載。 由于電感L在開關之后，所以當變比為1時，它實際上類似于降壓變換器。 2．半橋型變換器 圖2-6給出了半橋型變換器的電路圖。 當S1和S2輪流導通時，一次側將通過電源-S1-T-C2-電源及電源-C1-T-S2-電源產生交變電流，從而在二次側產生交變的脈動電流，經過全波整流轉換為直流信號，再經L、C濾波，送給負載。 C 2Ui S2 S1 L R N1 N2 N2 Uo T C1 C2 同樣地，這個電路也相當于降壓式拓補結構。 圖2-7：半橋式變換電路 3．全橋型變換器 下圖是全橋變換器電路。 C Ui S3 S2 L R N1 N2 N2 Uo T S4 S1 圖2-8：全橋式變換電路 當S1、S3和S2、S4兩兩輪流導通時，一次側將通過電源-S2-T-S4-電源及電源-S1-T-S3-電源產生交變電流，從而在二次側產生交變的脈動電流，經過全波整流轉換為直流信號，再經L、C濾波，送給負載。 這個電路也相當于降壓式拓補結構。 4．正激型變換器 下圖為正激式變換器。 T N3 C L R N2 Uo S N1 VD1 VD2 VD3 Ui 圖2-9：正激型變換器電路 當S導通時，原邊經過輸入電源-N1-S-輸入電源，產生電流。當S斷開時，N1能量轉移到N3，經N3-電源-VD3向輸入端釋放能量，避免變壓器過飽和。VD1用于整流，VD2用于S斷開期間續(xù)流。 5．隔離型Cuk變換器 隔離型Cuk變換器電路如下所示： N2 C12 T C2 L2 R Uo S N1 VD Ui L1 C11 圖2-10：隔離型Cuk變換器 當S導通時，Ui對L1充電。當S斷開時，Ui+EL1對C11及變壓器原邊放電，同時給C11充電，電流方向從上向下。附邊感應出脈動直流信號，通過VD對C12反向充電。在S導通期間，C12的反壓將使VD關斷，并通過L2、C2 濾波后，對負載放電。 這里的C12明顯是用于傳遞能量的，所以Cuk電路是電容傳輸變換電路。 6．電流變換器 能量回饋型電流變換器電路如下圖所示。 S2 S1 C R N1 N1 N2 N2 Ui Uo T N4 N3 VD1 VD2 VD3 圖2-11：能量回饋型電流變換器電路 該電路與推挽電路類似。不同的是，在主通路上串聯(lián)了一個電感。其作用是在S1、S2斷開期間，使得變壓器能量轉移到N3繞組，通過VD3回饋到輸入端。 （上圖懷疑N3同名端反了。） 下面是升壓型變換器的電路圖： S2 S1 C R N1 N1 N2 N2 Ui Uo T L VD1 VD2 圖2-12：升壓型電流變換器電路 該電路也與推挽電路類似，并在主通路上串聯(lián)了一個電感。在開關導通期間，L積蓄能量。當一側開關斷開時，電感電動勢和Ui疊加在一起，對另一側放電。因此，L有升壓作用。 三．準諧振型變換器 在脈沖調制電路中，加入R、L諧振電路，使得流過開關的電流及管子兩端的壓降為準正弦波。這種開關電源成為諧振式開關電源。 利用一定的控制技術，可以實現(xiàn)開關管在電流或電壓波形過零時切換，這樣對縮小電源體積，增大電源控制能力，提高開關速度，改善紋波都有極大好處。所以諧振開關電源是當前開關電源發(fā)展的主流技術。又分為： 1．ZCS——零電流開關。開關管在零電流時關斷。 2．ZVS——零電壓開關。開關管在零電壓時關斷。 具體關于這個技術的簡單介紹，見后面相關內容。 四．開關電源的分類總結 開關電源的分類 （一）．按控制方式： 脈沖調制變換器：驅動波形為方波。PWM、PFM、混合式。 諧振式變換器：驅動波形為正弦波。又分ZCS（零電流諧振開關）、ZVS（零電壓諧振開關）兩種。 （二）．按電壓轉換形式： 1．AC/DC：一次電源。 即整流電源。 2．DC/DC：二次電源。 1)Buck電路：降壓斬波器，入出極性相同。 2)Boost：升壓斬波器，入出極性相同。 3)Buck-Boost：升/降壓斬波器，入出極性相反，電感傳輸。 4)Cuk：升/降壓斬波器，入出極性相反，電容傳輸。 （三）．按拓補結構： 1．隔離型：有變壓器。 2．非隔離型：無變壓器。 第三節(jié)：諧振式電源與軟開關技術 本節(jié)討論諧振式開關電源的有關知識。 §2-3-1．電路的諧振現(xiàn)象 為了更好地理解諧振式電源，這里回憶一下電路諧振的條件及其特點。 一、串聯(lián)電路的諧振 一個R、L、C串聯(lián)電路，在正弦電壓作用下，其復阻抗： Z=R+j(ωL-1/ωC) 一定條件下，使得XL=XC，即ωL=1/ωC ，Z=R，此時的電路狀態(tài)稱為串聯(lián)諧振。 明顯地，串聯(lián)諧振的特點是： 1．阻抗角等于零，電路呈純電阻性，因而電路端電壓U和電流I同相。 2．此時的阻抗最小，電路電流有效值達到最大。 3．諧振頻率：ωo=1/√LC 。 4．諧振系數(shù)或品質因素： Q=ωoL/R=1/ωoCR=（√L/C）/R。 由于串聯(lián)諧振時，L、C電壓彼此抵消，因此也稱為電壓諧振。從外部看，L、C部分類似于短路。 而此時Uc、UL是輸入電壓U的Q倍。Q值越大，振蕩越強。 這里的Z0=√L/C，我們稱為特性阻抗，它決定了諧振的強度。 5．諧振發(fā)生時，C、L中的能量不斷互相轉換，二者之間反復進行充放電過程，形成正弦波振蕩。 二、并聯(lián)電路的諧振 一個R、L、C并聯(lián)電路，在正弦電壓作用下，其復導納： Y=1/R-j(1/ωL-ωC) 一定條件下，使得YL=YC，即1/ωL=ωC ，Y=1/R，此時的電路狀態(tài)稱為并聯(lián)諧振。 明顯地，串并諧振的特點是： 1．導納角等于零，電路呈純電阻性，因而電路端電壓U和電流I同相。 2．此時的導納最小，電路電流有效值達到最小。 3．諧振頻率：ωo=1/√LC 。 4．由于并聯(lián)諧振時，L、C電流彼此抵消，因此也稱為電流諧振。從外部看，L、C部分類似于開路，L、C各自有效電流卻達到最大。 5．諧振發(fā)生時，C、L中的能量不斷互相轉換，二者之間反復進行充放電過程，形成正弦波振蕩。 §2-3-2．諧振式電源的基本原理 諧振式電源是新型開關電源的發(fā)展方向。它利用諧振電路產生正弦波，在正弦波過零時切換開關管，從而大大提高了開關管的控制能力，并減小了電源體積。同時，也使得電源諧波成分大為降低。另外，電源頻率得到大幅度提高。PWM一般只能達到幾百K，但諧振開關電源可以達到1M以上。 普通傳統(tǒng)的開關電源功率因素在0.4-0.7，諧振式電源結合功率因素校正技術，功率因素可以達到0.95以上，甚至接近于1。從而大大抑制了對電網的污染。 這種開關電源又分為： 1．ZCS——零電流開關。開關管在零電流時關斷。 2．ZVS——零電壓開關。開關管在零電壓時關斷。 在脈沖調制電路中，加入L、C諧振電路，使得流過開關的電流及管子兩端的壓降為準正弦波。下面是這兩種開關的簡單原理圖。 Ic Ui S Lr Cr VD Ic Ui S Lr Cr VD S Is Ts Ton Toff S Us Ts on off 圖2-13：電流諧振式開關電路 電壓諧振式開關電路 ZCS電流諧振開關中，Lr、Cr構成的諧振電路通過Lr的諧振電流通過S，我們可以控制開關在電流過零時進行切換。這個諧振電路的電流是正弦波，而Us為矩形波電壓。 ZVS電壓諧振開關中，Lr、Cr構成的諧振電路的Cr端諧振電壓并聯(lián)到S，我們可以控制開關在電壓過零時進行切換。這個諧振電路的電壓是正弦波，而Is接近矩形波。 以上兩種電路，由于開關切換時，電流、電壓重疊區(qū)很小，所以切換功率也很小。 以上開關電源是半波的，當然也可以設計成全波的。所以又有半波諧振開關和全波諧振開關的區(qū)分。 §2-3-3．諧振開關的動態(tài)過程分析 實際上，諧振開關中的所謂“諧振”并不是真正理論上的諧振，而是L、C電路在送電瞬間產生的一個阻尼振蕩過程。下面，我們對這個過程做一些分析，以了解諧振開關的工作原理。 一、零電流開關 實際的零電流開關諧振部分拓補又分L型和M型。如下面兩組圖形所示： S L1 C1 VD1 S L1 C1 VD1 S L1 C1 圖2-14：L型零電流諧振開關（中半波，右全波） S L1 C1 S L1 C1 VD1 S L1 C1 VD1 圖2-15：M型零電流諧振開關（中半波，右全波） 這里的L1用于限制di/dt，C1用于傳輸能量，在開關導通時，構成串聯(lián)諧振。用零電流開關替代PWM電路的半導體開關，可以組成諧振式變換器電路。按照Buck電路的拓補結果，可以得到如下電路： Vi VD2 VD1 L1 L2 C2 RL S C1 V0 i1 圖2-16：Buck型準諧振ZCS變換器（L型） Vi VD2 VD1 L1 L2 C2 RL S C1 V0 圖2-17：Buck型準諧振ZCS變換器（M型） 這里，我們分析一下L型電路的工作過程。 假定這是一個理想器件組成的電源。L2遠大于L1，從L2左側看，可以認為流過L2、C2、RL的輸出電流是一個恒流源，電流I0。諧振角頻率： ω0=1/√L1C1 。 特性阻抗： Z0 =√L1/C1）。 動態(tài)過程如下： 1．線性階段（t0-t1）： 在S導通前，VD2處于續(xù)流階段。此時VVD2=VC1=0。S導通時，L1電流由0開始上升，由于續(xù)流沒有結束，此時初始VL1=Vi。 由VL1=Vi=L1di/dt，且L1初始電流為0，有： i1=Vi(t-t0)/L1----------------------------------式1 到t1時刻，達到負載電流I0，因此： 此階段持續(xù)時間： T1=t1-t0=L1I0/Vi 由式1，可以看出，此階段i1是時間的線性函數(shù)。 2．諧振階段（t1-t2）： 在電流i1上升期間，當i1小于I0時，由于i1無法供應恒流I0，續(xù)流過程將維持。當i1=I0時，將以i1-I0對C1充電，VD2開始承受正壓，VD2電流下降并截止。L1、C1開始串聯(lián)諧振，i1 因諧振繼續(xù)上升。 iC1=C1dVC1/dt=i1-I0 VL1=L1di1/dt=Vi-VC1 因而： i1=I0+ iC1=I0+Vi/Z0*sinω0 (t-t1)------------------式2 其中，iC1為諧振電流。 VC1=Vi-VL1= Vi -Vicosω0 (t-t1)= Vi [1-icosω0 (t-t1)]--式3 諧振到ta時刻，諧振電流歸零。如為半波開關，則開關自行關斷；如果是全波開關，開關關斷后，將通過VD1進行阻尼振蕩，將電容能量饋送回電源，到時刻tb電流第二次為0。本階段結束，這時的時刻為t2。 VC1在i1諧振半個周期，i1=I0時，達最大值。i1第一次過零（ta）時，S斷開。如為半波開關，則諧振階段結束。如為全波開關，C1經半個周期的阻尼振蕩到電流為0（tb）時，將放電到一個較小值。 從式2、3，可以看出諧振階段ta前，i1、VC1是時間的正弦函數(shù)；如為全波開關，還有一段時間的阻尼振蕩波。 3．恢復階段（t2-t3）： 由于VC1滯后1/4個諧振周期，因而在t2后，因L2的作用還將繼續(xù)向負載放電，直至VC1=0。這階段，如考慮電流方向性： I0=-C1dVC1/dt 故：VC1= VC1（t2）-I0（t-t2）/C1------------------------------------式4 因此，這個階段的VC1是時間的線性函數(shù)，電壓從VC1（t2）逐步下降到零。如為半波開關，則開關分壓也將線性上升到輸入電源值。 4．續(xù)流階段（t3-t4）： 當電容放電到零后，VD2因反壓消失而導通，對L2及負載進行續(xù)流，以保持電流I0連續(xù)。 此時，我們可以根據(jù)電路的要求，選擇在適當時間再次開通S，重新開始線性階段。 t t t t t t t t S iL VS VC1 ON ON S iL VS VC1 t0 t1 t3 t4 t0 t1 t3 t4 t2 t2 根據(jù)以上導出的各公式，可以得到如下的波形圖： I0 圖2-18：半波ZCS開關波形 全波ZCS開關波形 從以上分析可以看出，ZCS諧振開關變換器的開關管總是在電流為0時進行切換。 實際情況與理想分析有所不同，VC1將有所超前。 M型電路分析方法類似，不再贅述。 二、零電壓開關 ZCS在S導通時諧振，而ZVS則在S截止時諧振，二者形成對偶關系。分析過程大體類似，此處從略。 綜合以上分析過程，我們可以看出，該拓補諧振結構只能實現(xiàn)PFM調節(jié)，而無法實現(xiàn)PWM。原因是脈沖寬度僅受諧振參數(shù)控制。要實現(xiàn)PWM，還需要增加輔助開關管。這在本節(jié)“四、軟開關技術及常見拓補簡介”中將予以介紹。 §2-3-4．軟開關技術及常見軟開關拓補簡介 軟開關技術實際上是利用電容與電感的諧振，使開關器件中的電流或電壓按正弦或準正弦規(guī)律變化。當電流過零時，使器件關斷，當電壓過零時，使器件開通，實現(xiàn)開關的近似零損耗。同時，有助于提高頻率，提高開關的容量，減小噪聲。 相對于軟開關，普通開關電源的轉換器也叫硬開關。 按控制方式，軟開關可以分為：脈沖寬度脈沖頻率調制式（PFM）、脈沖頻率調制式（PWM）、脈沖移相式（PS）三種。 一、PWM變換器 PWM控制方式是指在開關管工作頻率恒定的前期下，通過調節(jié)脈沖寬度的方法來實現(xiàn)穩(wěn)定輸出。這是應用最多的方式，適用于中小功率的開關電源。 1．零電流開關PWM變換器 VDS I0 ILR LR S1 LL VD1 Uin S2 R0 CS VD CR 圖2-19：Buck型ZCS-PWM變換器 上圖是增加輔助開關控制的Buck型零電流開關變換器。其工作過程與前面過程略有差異： 1）線性階段（S1、S2導通）：開始時，在LR作用下，S1零電流導通。隨后，因Uin作用，ILR線性上升，并到達ILR=Io。 2）正向諧振階段（S1、S2導通-關斷）：當ILR=Io時，因CR開始產生電壓，VD在零電流下自然關斷。之后，LR與CR開始諧振，經過半個諧振周期，ILR再次諧振到Io，UCR上升到最大值，而ICR 為零，S2關斷，UCR和ILR將被保持，無法繼續(xù)諧振。 3）保持階段（S1導通、S2關斷）：此狀態(tài)保持時間由PWM電路要求而定，保持期間，Uin正常向負載以I0供電。 4）反向諧振階段（S1導通-關斷、S2導通）：當需要關斷S1時，可以控制重新打開S2，此時在LR作用下，S2電流為0。諧振再次開始，當ILR反向諧振到0時， S1可在零電流零電壓下完成關斷。 5）恢復階段（S1關斷、S2導通）：此后，UCR 在Io作用下，衰減到0。 6）續(xù)流階段（S1關斷、S2導通-關斷）：UCR衰減到0后，VD自然導通開始續(xù)流。由于VD的短路作用，S2可在此后至下一周期到來前以零壓零電流方式完成關斷。 可見，S1在前四個階段（線性、諧振、保持）均導通，恢復及續(xù)流時關斷。S2的作用主要是隔斷諧振產生保持階段。S1、S2的有效控制產生了PWM的效果，并利用諧振實現(xiàn)了自身的軟開關。 該電路的開關管及二極管均在零電壓或零電流條件下通斷，主開關電壓應力低，但電流應力大（諧振作用）。續(xù)流二極管電壓應力大，而且諧振電感在主通路上，因而負載、輸入等將影響ZCS工作狀態(tài)。 2．零電壓開關PWM變換器 Uos CR VD1 VD4 LL CS R0 S1 S2 LR I0 VD2 VD3 圖2-20：Boost型ZVS-PWM變換器 上面是Boost型零電壓諧振變換器。在每次S1導通前，首先輔助開關管S2導通，使諧振電路起振。S1兩端電壓諧振為0后，開通S1。S1導通后，迅速關斷S2，使諧振停止。此時，電路以常規(guī)PWM方式運行。同樣，我們可以利用諧振再次關斷S1，CR使得主開關管可以實現(xiàn)零關斷。S1、S2的配合控制，實現(xiàn)軟開關下的PWM調節(jié)。 該電路實現(xiàn)了主開關管的零壓導通，且保持恒頻率運行。在較寬的輸入電壓和負載電流范圍內，可以滿足ZVS條件二極管零電流關斷。期缺點是輔助開關管不在軟件開關條件下運行，但和主開關管相比，它只處理少量的諧振能量。 3．有源鉗位的零電壓開關PWM變換器 下圖為有源鉗位的ZVS開關PWM變換器，這是個隔離型降壓變換器。其中，LR為變壓器的漏電感，LM是變壓器的激磁電感。CR為S1、S2的結電容。這個電路巧妙地利用電路的寄生LR、CR產生諧振而達到ZVS條件。同時，CR有電壓鉗位作用，防止S1在關斷時過壓。 這里的輔助開關S2同樣是通過控制諧振時刻，來配合S1進行軟開關。該電路具體工作過程從略。 Uos LM CC R0 S2 CS LR S1 CR 圖2-21：有源鉗位ZVS-PWM正激變換器 （這個開關的課堂講解略）。 二、PFM變換器 PFM是指通過調節(jié)脈沖頻率（開關管的工作頻率）來實現(xiàn)穩(wěn)壓輸出的。它控制電路相對簡單，但由于它工作頻率不穩(wěn)定，因此一般用于負載及輸入電壓相對穩(wěn)定的場合。 R0 I0 Uos CR VD VDS LR L1 C1 S1 1．Buck零電流開關變換器 圖2-22：Buck型ZCS準諧振變換器 該電路就是前面動態(tài)過程分析講的典型ZCS降壓型拓補結構。我們可利用諧振電流過零來實現(xiàn)S1通斷，脈寬事實上受諧振電路參數(shù)控制，但我們可以控制S1開通時刻（即頻率）來實現(xiàn)PFM。 2．Buck零電壓開關變換器 Uin CR VD VDS LR CR R0 S CS I0 圖2-23：Buck型ZVS準諧振變換器 這個電路是一個Buck型電路結構它利用。它直接利用輸出電感作為諧振電感，和CR產生諧振。過程是： 1）線性階段（S導通）：S導通時，輸入電壓Uin將對CR充電，并提供輸出恒流I0。開始時，由于續(xù)流過程沒有結束，VD將維持一段時間向LR提供電流。 2）諧振階段1（S導通-關斷）：隨著CR電壓的上升，VD逐步承受反壓關斷。LR、CR開始諧振，輸入電源既要提供負載恒定電流，又要提供諧振電流。由于電源鉗位作用，VD無法恢復續(xù)流。諧振中，可以選擇某一時刻關斷S，關斷時兩端電壓為0。 3）諧振階段2（S關斷）：此后，LR、CR、CS共同諧振。當CR電壓諧振到過零時，VD重新導通續(xù)流。 4）諧振階段3（S關斷-導通）：續(xù)流期間，LR、CS繼續(xù)諧振。當CS電壓過零時，可以重新開通S。 這個電路是利用S的關斷時刻來達到PFM調節(jié)的。 三、PS軟開關變換器 脈沖移相軟開關變換器用于橋式變換器。橋式變換器必須是在對角開關管同時導通時，才輸出功率。我們可以通過調整對角開關管的重合角度，來達到調節(jié)電壓的目的。在中、大功率電源中，經常使用這種變換器。 1．移相全橋零電壓零電流變換器 下圖是移相式PS-FB-ZVZCS-PWM（移相-全橋-零電壓零電流-脈寬調制）變換器電路拓補結構圖。 C1C、C2C是開關管結電容或并聯(lián)電容，LR為變壓器的漏電感，LS為串聯(lián)的飽和電感，Cb為阻斷電容。VD1-VD4用做續(xù)流二極管。 原理簡述：這是一個全波橋軟開關變換器，我們可以讓S3、S4在移相時滯后，則我們把S1、S2稱為超前橋臂，S3、S4稱為滯后橋臂。S1、S2可以在LR、LS、C1C、C2C、副邊耦合電感等的諧振作用下，實現(xiàn)零電壓開關。在電流過零時，由于阻斷電容、飽和電感作用，使得零電流有一定保持時間，在此期間，S3、S4實現(xiàn)零開關。 如果把LS、Cb去掉，在S3、S4兩端并聯(lián)兩個諧振電容，就構成了移相全橋零電壓變換器。 Uos R0 S1 S2 S3 S4 C1C C2C VD1 VD2 VD3 VD4 Cb LS LR Lr Cr 圖2-24：移相全橋零電壓零電流變換器 2．不對稱移相全橋零電壓零電流變換器 下圖中，超前臂外接了旁路電容和反并二極管，而滯后臂則沒有。所以稱為不對稱移相全橋變換器。這個電路同樣是通過諧振在零壓時開關S1、S3，而在零電流開關S2、S4。 這個電路和對稱全橋的區(qū)別是，對稱全橋由于滯后橋臂有續(xù)流二極管和電容，因此在電流過零后，將形成反向流通渠道，因此要有比較大的電感來維持電流過零的時間，以完成對滯后橋臂的開關。而不對稱全橋則因為滯后橋臂沒有了通路，因此過零后能保持在零電流，以便完成滯后臂的開關。 同時，由于對稱全橋電路原邊串聯(lián)了比較大的電感，因而電源效率會有一定損失。而不對稱電路可以不串較大電感，所以損耗降低，電源效率得以提高。 下面是該電路的工作過程要點分析如下： Vi R0 S1 S3 S2 S4 C1 C2 VD1 VD2 LK L0 C0 C3 SC CC 圖2-25：不對稱移相全橋零電壓零電流變換器 1） 先看對角導通，如S1、S4開通時，原邊能量正常向副邊傳輸，C2、Cc充電。 2） 當S1關斷時，C1充電，C2放電，原邊電流方向不變。由于C1上升是漸進的，所以S1屬于零壓關斷。 3） 當C2放電過零，VD2開始反向導通時，可以控制S3導通，因此S3為零壓導通。 4） S3導通上升沿觸發(fā)一單穩(wěn)態(tài)脈沖，控制輔管Sc導通。此時，Cc電壓被瞬間接到變壓器副邊。從而在原邊產生一瞬間高壓，此較高電壓將加快原邊電流迅速復位歸零。 5） 當電流回零后，輔管關斷。此時副邊又被鉗制在近似短路的低電壓，原邊電壓也迅速降低。使得C3電壓反向加到S4上，促使S4在零電流下關斷。 6） 此時，在Lk作用下，同時可以零電流開通S2。電流換向成功，進入下半個周期。 7） 副邊在原邊換向的同時，也完成換向，且由于Cc的存在，抑制了整流管的反向尖峰電壓。 第四節(jié)：其它軟開關技術應用及發(fā)展概況 其實，為了提高對輸入電壓、負載變化的適應能力，降低開關管電壓、電流應力，減少開關損耗等目的，其它改進型的軟開關類型還有很多，也有許多問題需要討論，遠遠不是這些篇幅所能探討的。這里只簡單瀏覽相關典型軟開關電路，感興趣者可查閱相關專業(yè)資料。 一． 半橋不對稱PWM變換器 與全橋變換器不同，在合適的控制方案下，半橋電路也可以組成不對稱ZVS變換器，但無法構成ZVZCS電路。它可以實現(xiàn)開關管的零壓切換，且在寬負載和輸入電壓范圍實現(xiàn)恒頻PWM調節(jié)。 二． 有源與無源軟開關 一般的軟開關，分為有源和無源兩種。傳統(tǒng)的軟開關要附加有源器件（如開關）及控制電路，近幾年逐步開始開發(fā)無源軟開關，從而促進了電路的簡化和開關電源的成本降低。 這項技術的關鍵是用簡單的電路結構來實現(xiàn)dv/dt、di/dt的降低，從而有效地完成ZVS、ZCS控制，以消除電路中的有源部分。 三． DC/DC變換器 DC/DC變換器實際上就是前面講到的各類變換器。只是去掉開關電源的輸入電路及部分輸出整流器件，形成簡單的DC/DC轉換模塊。這類器件目前取得了較大范圍的應用，使得用戶可以簡單地構件自己的電源系統(tǒng)。 這種器件的研發(fā)，成為開關電源的一個重要分支。 四． 軟開關逆變器 借用軟開關的概念，在全橋電路上適當改進，可以構成軟開關全橋有源逆變器電路。所以，軟開關技術的應用不僅僅限于開關電源本身，其它類似功率變換電路也可以借用這個技術，而實現(xiàn)功率器件的軟開關，從而降低損耗，提高效率。典型的如變頻器、電機保護器。 五． 三電平電路 在大功率高電壓變換電路中，管子的電壓應力必須盡量降低。因此，研發(fā)了所謂三電平電路。通過增加“變換電感”和電容器件，達到降低電壓應力的目的。這個方案可以使開關管電壓應力降低到輸入直流電壓的一半。 六． 其它電路及發(fā)展方向 變換器電路實際還有很多問題需要討論，我們在有限的時間內不可能完全涉及。 變換器目前的發(fā)展大體有如下兩個主要趨勢： 1、 朝高功率密度、大電流發(fā)展。以滿足高功率電源需要。 2、 朝低壓發(fā)展，以滿足低損耗系統(tǒng)的需要。目前在1VDC電源方向展開了一系列研究。 第三部分：不二越開關電源 第一節(jié)：不二越開關電源集成控制芯片 目前，集成開關電源控制芯片技術已經十分成熟，為開關電源的制造帶來極大便利，并促進了成本的下降。 這類芯片含有：MOS智能開關、電源管理電路、半橋或全橋逆變器、PWM專用SPIC、線性集成穩(wěn)壓器、開關集成穩(wěn)壓器等。 不二越電源使用的電源控制芯片是：M51995AFP。下面我們介紹這種芯片。 §3-1-1．芯片管腳排列及說明 這個芯片是M51995AP的擴展。 M51995AP的管腳排列見圖19，各引腳定義如下： 　 圖3-1：M51995AP管腳排列圖 COLLECTOR：圖騰柱輸出集電極 Vout：圖騰柱輸出 EMITTER：圖騰柱輸出發(fā)射極 VF：VF控制端 ON/OFF：工作使能端 OVP：過壓保護端 DET：檢測端 F/B：電壓反饋端 T－ON：計時電阻ON端 CF：計時電容端 T－OFF：計時電阻OFF端 CT：斷續(xù)方式工作檢測電容端 GND：芯片地 CLM－：負壓過流檢測端 CLM＋：正壓過流檢測端 圖3-2：M51995APF管腳排列圖 可以看出，除了5、6、15、16四個腳提供兩對熱沉控制端以外，其余都是相同的。 §3-1-2．芯片基本特性： 一、芯片特性： M51995A是MITSUBISHI公司推出的專門為AC/DC變換而設計的離線式開關電源初級PWM控制芯片。該芯片內置大容量圖騰柱電路，可以直接驅動MOSFET。M51995A不僅具有高頻振蕩和快速輸出能力，而且具有快速響應的電流限制功能。它的另一大特點是過流時采用斷續(xù)方式工作，具備過流及短路保護功能。 芯片的主要特征如下： 500kHz工作頻率； 輸出電流達2A，輸出上升時間60μs，下降時間40μs； 起動電流小，典型值為90μA； 起動和關閉電壓間壓差大：起動電壓為16V，關閉電壓為10V； 改進圖騰柱輸出方法，穿透電流??； 過流保護采用斷續(xù)方式工作； 用逐脈沖方法快速限制電流； 具備欠壓、過壓鎖存電路。 二、推薦使用條件： 電源：12-36V。 工作頻率：小于500KHz。 振蕩頻率設置電阻：Ron：10-75K，Roff：2-30K。 三、特性圖及簡介： 這里，有選擇地介紹該器件的主要特性。 圖3-3：功率/溫度曲線 圖3-4：Icc/Vcc曲線（正常工作） 1．功率/溫度特性： 它由功率上限、溫度上限、及負溫度特性的斜線組成。低溫區(qū)（25度以下），主要受最大功耗限制，高溫區(qū)（85度以上）受最高允許溫度限制。25-85度區(qū)域，呈負溫度特性。芯片使用應控制在這個范圍內。 2．Icc/Vcc特性： Icc、Vcc指電源電流、電壓的關系。該特性具有滯回特性，即開啟電壓比關閉電壓高。前者為16V，后者為10V。而且，頻率越高，芯片電流相對越大。 圖3-5：振蕩頻率/溫度曲線 圖3-6：占空比/溫度曲線 3．振蕩頻率/溫度特性 該芯片內置了一個振蕩元件需要外接的振蕩電路， 該電路頻率將隨溫度變化而呈現(xiàn)負溫度特性。 4．占空比/溫度特性 占空比隨溫度變化不大，略成負溫度特性。 實際上，溫度會影響很多器件的特性，對精密電路，這種影響是必須考慮的。 圖3-7：輸出高電平/拉電流曲線 圖3-8：輸出低電平/灌電流曲線 5．輸出高電平/拉電流特性 這是芯片工作在灌電流/低電平狀態(tài)的特性。該器件額定電流為2A。 6．輸出低電平/灌電流特性 這是芯片工作在拉電流/高電平狀態(tài)的特性。 圖3-9：占空比/F/B輸入電流曲線 7．占空比/F/B輸入電流特性 這個特性反應了電源反饋電流和占空比的關系。在小電流區(qū)，占空比基本不受反饋電流的影響，但在0.5mA以上，二者呈線性關系。反饋信號越強，占空比越低。利用這個特性，可以有效地實現(xiàn)反饋調節(jié)過程。 §3-1-3．芯片工作原理分析 一．芯片原理圖：