一種用于永磁同步電機(jī)的高性能調(diào)制方式.pdf

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電氣傳動(dòng)2013年 第43卷 第3期 EI CTRIC DRIVE 2013 Vo1 43 No 3 一種用于永磁同步電機(jī)的高性能調(diào)制方式 張國(guó)榮 漫自強(qiáng) 教育部光伏系統(tǒng)研究中心 合肥工業(yè)大學(xué)能源研究所 安徽合肥230009 摘要 目前永磁同步電機(jī)驅(qū)動(dòng)主要采用連續(xù)空間矢量脈寬調(diào)制方式 這種驅(qū)動(dòng)方式在高調(diào)制度時(shí)具有較高 的紋波電流及開關(guān)損耗 過調(diào)制時(shí)輸出電壓與給定電壓也不再是線性關(guān)系 因此能找到解決以上問題的調(diào)制方式 是十分有意義的 提出了一種綜合調(diào)制方式 根據(jù)不同調(diào)制方式的特點(diǎn)將其結(jié)合起來以解決上述問題 在Matlab Simulink中進(jìn)行仿真并驗(yàn)證了這種方法的可行性 關(guān)鍵詞 連續(xù)空間矢量調(diào)制 斷續(xù)空間矢量調(diào)制 空間矢量過調(diào)制 開關(guān)損耗 諧波電流 電壓增益 中圖分類號(hào) TM351 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼 A High Performance Modulation for Permanent Magnet Synchronous Motor ZHANG Guo rong MAN Zi qiang The Energy Institute ofH咖 University of Technology Research Centerfor Photovohaic System Engineering n f of Education Hefei 230009 A nhui China Abstract At present it S always using the SVPWM for drive of PMSM which has high ripple current and switching loss in a high modulation and the output vohage with the given voltage is not linear relationship in over modulation SO to find a solution to solve the above problems is of great significance A hybrid modulation was preseuted combining the different modulation according to their characteristics to solve the above problems Finally the feasibility of this method was verified in Madab Simulink Key words continuous space vector modulation discontinuous space vector modulation space vector over modulation switching loss harmonic eun ent voltage gain l 引言 永磁同步電機(jī) PMSM 由于其體積小 重量 輕 功率密度高 動(dòng)態(tài)性能好 能實(shí)現(xiàn)高精度 高 動(dòng)態(tài)性能 大范圍的位置和速度控制 因此具有 良好的應(yīng)用前景 已經(jīng)廣泛用于電動(dòng)汽車 直驅(qū) 式風(fēng)機(jī) 數(shù)控機(jī)床等場(chǎng)合 目前主要的控制策略 有恒壓頻比開環(huán)控制 矢量控制 直接轉(zhuǎn)矩控制 滑模變結(jié)構(gòu)控制 自適應(yīng)控制 模糊控制 神經(jīng)網(wǎng) 絡(luò)控制等 其中 矢量控制和直接轉(zhuǎn)矩控制廣泛 應(yīng)用于高性能的閉環(huán)調(diào)速控制系統(tǒng) 相較于直接 轉(zhuǎn)矩控制 矢量控制下電流波形平滑 逆變器開 關(guān)頻率恒定fl 具有更寬的調(diào)速范圍 并且應(yīng)用也 更加成熟 傳統(tǒng)的電機(jī)驅(qū)動(dòng)通常只采用SVPWM調(diào)制 在調(diào)制系數(shù)較高時(shí)不但會(huì)有較高的開關(guān)損耗和 紋波電流 而且直流電壓利用率也低于方波逆變 器 不能滿足電機(jī)的高性能控制要求 故本文提 出一種在全調(diào)制范圍內(nèi)具有較高性能的綜合脈 寬調(diào)制方式 2 PMSM建模 永磁同步電機(jī)在d q坐標(biāo)系下的模型 定子 電壓回路方程為 ud R to 乏 P 1 l l R L 厶J l J 電磁轉(zhuǎn)矩方程為 p 一 p Ld Lq IdIq 2 式中 Ud 分別為d軸和g軸電壓 厶 厶分別為 d軸和q 軸電流 分別為d軸和g軸的同步 電感 R 為每相定子繞組電阻 為轉(zhuǎn)子磁鏈幅 值 為電磁轉(zhuǎn)矩 to 為轉(zhuǎn)子角速度 P為轉(zhuǎn)子極 作者簡(jiǎn)介 張國(guó)榮 1963一 男 研究員 碩士生導(dǎo)師 博士 Email zhanggrcao 163 eOITI 18 張國(guó)榮 等 一種用于永磁同步電機(jī)的高性能調(diào)制方式 電氣傳動(dòng)2013年 第43卷第3期 對(duì)數(shù) 從式 2 可以看出 PMSM輸出的電磁轉(zhuǎn)矩只 取決于定子直 交軸電流厶 厶 特別對(duì)于表貼式 永磁同步電動(dòng)機(jī) 采用 O矢量控制方式就可以 實(shí)現(xiàn)最大轉(zhuǎn)矩比電流控制 2 并且電磁轉(zhuǎn)矩方程 簡(jiǎn)化為 L p 3 可見電磁轉(zhuǎn)矩與q軸電流為線性關(guān)系 實(shí)現(xiàn)了轉(zhuǎn) 矩的精度控制 3綜合脈寬調(diào)制方式 3 1空間矢量脈寬調(diào)制方式分析 首先定義調(diào)制系數(shù)m為 4 式中 為逆變器直流側(cè)電壓 為逆變器輸出 相電壓基波幅值 空間矢量調(diào)制廣義上可分為連續(xù)空間矢量 調(diào)制 SVPWM 和斷續(xù)空間矢量調(diào)制 DPWM 由 文獻(xiàn) 3 可知開關(guān)損耗因數(shù) SLF 諧波畸變因數(shù) HDF 電壓增益 G 是評(píng)價(jià)驅(qū)動(dòng)性能的主要參 數(shù) 目前應(yīng)用較多的是SVPWM方式 其相對(duì)于 SPWM方式具有較高的直流電壓利用率和較低 的輸出諧波電流 DPWM方式每個(gè)基波周期有 1 3周期時(shí)間開關(guān)狀態(tài)不變 故其相較SVPWM 具有更小的開關(guān)損耗特性 并且由文獻(xiàn) 4 可知 當(dāng) 調(diào)制系數(shù)m較小時(shí) SVPWM相較DPWM具有更 好的波形特性 當(dāng)調(diào)制系數(shù)較大時(shí) DPWM具有更 高的電壓增益 并且通過載波頻率的調(diào)整能具有優(yōu) 于SVPWM的波形特性 因此驅(qū)動(dòng)器為了獲得較高 的性能必須采用以上兩種調(diào)制方式的組合 3 2調(diào)制模式第1切換點(diǎn) 從調(diào)制波角度看 不同DPWM方式的區(qū)分是 由于調(diào)制波所加入零序分量的不同聞 DPWM方 式的選擇和負(fù)載的功率因數(shù)有關(guān) 永磁同步電機(jī) 在全速范圍內(nèi)具有較高的功率因數(shù) 故采用DP WM 時(shí)具有最低的開關(guān)損耗 文獻(xiàn) 5 提出了一 種DPWM 的快速算法 調(diào)制波形如圖1所示 珧 圖1 DPWM 調(diào)制波形 Fig 1 DPWMl modulation waveform SVPWM和DPWM切換點(diǎn)的確定應(yīng)該有2 個(gè)依據(jù) 1 充分利用SVPWM低調(diào)制度諧波電流小 的優(yōu)勢(shì) 2 在不增加諧波電流的情況下充分利用 DPWM的低開關(guān)損耗特性 圖2為DPWM載波 頻率為SVPWM載波頻率1 5倍時(shí)的HDF曲線 特性 圈2 DPWM 和SVPWM的HDF曲線 Fig 2 HDF eu les of DPWMl and SVPWM SVPWM和DPWM1的HDF公式分別為 肋 嗍 m 手 肌 z m 一 64 rr 5 16 1T 肋 硎 m 手 2 6 笪 m 4 6 由式 5 式 6 計(jì)算可得SVPWM和DPWM切換 點(diǎn)為m O 69相較SVPWM的開關(guān)損耗最多可減 少25 E引 并且具有更小的諧波電流 3 3調(diào)制模式第2切換點(diǎn) 電壓增益定義如下 G V IV2 mlm 7 式中 為給定輸出電壓基波幅值 m 為給定調(diào) 制系數(shù) DPWM 過調(diào)制區(qū)域的給定調(diào)制系數(shù)m 與實(shí) 際調(diào)制系數(shù)m之間的關(guān)系如下式 一 V 盯 T 一爭(zhēng)州 m 一in 赤 志 8 二者關(guān)系曲線如圖3所示 圖3 DPWM 過調(diào)制區(qū)給定調(diào)制系數(shù)m 與實(shí)際調(diào)制系數(shù)m關(guān)系 Fig 3 Relationship of siren modulation factor m and the actual modulation factor m in over modulation of DPWM1 19 電氣傳動(dòng)2013年 第43卷 第3期 張國(guó)榮 等 一種用于永磁同步電機(jī)的高性能調(diào)制方式 由圖3可知 當(dāng)調(diào)制系數(shù)m 0 907時(shí) m m 即電壓增益G I 此時(shí)如果再使用DPWM 調(diào)制 給 定電壓和輸出電壓就不再是線性關(guān)系 過調(diào)制算法 能夠有效提高逆變器的輸出基波電壓幅值 對(duì)縮短 電動(dòng)機(jī)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間 擴(kuò)大穩(wěn)態(tài)運(yùn)行區(qū)域嘲是十 分有意義的 故m 0 907應(yīng)作為第2切換點(diǎn) 本文采取文獻(xiàn) 7 中的SVPWM過調(diào)制算法 這種算法不但可以在整個(gè)過調(diào)制區(qū)域內(nèi)達(dá)到給定 電壓的線性輸出 調(diào)制系數(shù)可達(dá)到1 而且相較于 文獻(xiàn)C8 91 在實(shí)現(xiàn)中不需要DSP離線儲(chǔ)存大量數(shù) 據(jù) 避免了由于存儲(chǔ)表格所造成的非線性誤差因 素 SVPWM從線性調(diào)制區(qū)域到過調(diào)制區(qū)域的調(diào)制 波形及逆變器輸出 相電壓波形如圖4所示 0 0 05 0 1 0 15 0 2 0 25 0 3 gs a PwM調(diào)制波 眺 b 相電壓波形 圖4 SVPWM全范圍調(diào)制波形 Fig 4 The full range of modulation wavefoFnls of SVPWM 綜上可得綜合脈寬調(diào)制方式的轉(zhuǎn)換條件如 圖5所示 圖5綜合脈寬調(diào)制方式選擇圖 Fig 5 Hyhird pulse width modulation mode selection 4綜合脈寬調(diào)制方式仿真 如圖6所示 通過Matlab Simulink進(jìn)行雙閉 環(huán)調(diào)速控制系統(tǒng)的仿真 實(shí)時(shí)計(jì)算調(diào)制系數(shù)選擇 不同的調(diào)制方式 文獻(xiàn) 10 提供了4種不同的 PMSM建模方法 本文選用電機(jī)參數(shù)為 R 2 875 Q Ld 15 35 e H O 281 Wb I 0 74e一3 kg m2 p 2 SVPWM調(diào)制頻率f lO kHz DPWM 調(diào)制頻率 15 kHz 逆變器直流側(cè)電壓 dc 540 V 啟動(dòng)電機(jī)時(shí)加初始轉(zhuǎn)速n 2 100 r rain 20 負(fù)載轉(zhuǎn)矩 l 5 0 N in 此時(shí)電機(jī)A相電壓幅值為 U 147 6 V 調(diào)制系數(shù)m 0 43 故由圖5可知選 擇SVPWM調(diào)制方式 0 2 S時(shí)轉(zhuǎn)速上升到n 3 300 r min 負(fù)載轉(zhuǎn)矩孔 8 0 N ITI 則U 241 3 V m 0 701 選擇DPWM 調(diào)制方式 O 4 S時(shí)轉(zhuǎn)速 上升到n 5 100 r min 負(fù)載轉(zhuǎn)矩下降到 6 0 N ITI 則 342 9 V m O 997 調(diào)制方式為 SVPWM過調(diào)制 圖7為電機(jī)運(yùn)行0 6 S的逆變器 調(diào)制波形 輸出A相電壓 電流和轉(zhuǎn)矩 轉(zhuǎn)速波 形 可以看出 不同調(diào)制方式之間轉(zhuǎn)換平滑 圖6 PMSM控制系統(tǒng)仿真圖 Fig 6 Simulation block diagram of PMSM control system 0 0 1 O 2 0 3 0 4 O 5 0 6 as a PWM調(diào)制波 s b A相電壓波形 冒 善 一1 t s c A相電流波形 6 s d 電磁轉(zhuǎn)矩波形 tfs e 轉(zhuǎn)速波形 圖7不同調(diào)制系數(shù)下逆變器的工作波形 Fig 7 Inverter working wavefoITns of different modulation factor 6 4 2 O 吩 張國(guó)榮 等 一種用于永磁同步電機(jī)的高性能調(diào)制方式 電氣傳動(dòng)2013年 第43卷第3期 對(duì)圖7中DPWM 調(diào)制的A相電流進(jìn)行諧波 分析 可得圖8a 若把上述綜合脈寬調(diào)制中0 69 m 0 907段的DPWM 調(diào)制也換成載波頻率10 kHz的SVPWM調(diào)制 經(jīng)仿真并對(duì)A相電流進(jìn)行 諧波分析可得圖8b 對(duì)比二者可知 DPWM 調(diào)制 方式的諧波電流含量小于SVPWM調(diào)制 j駕 馨 Im 鵲 趔 馨 Fundamental 110Hz1 9 488 THD 0 30 Hz b m 0 701時(shí)SVPWM調(diào)制方式下 相電流諧波分析 圖8諧波電流分析 Fig 8 Analysis of harmonic current 5結(jié)論 本文提出了一種綜合脈寬調(diào)制模式 深人分 析并確定了不同調(diào)制方式的切換點(diǎn) 從而得出了 一種在0 m 0 907范圍內(nèi)具有較小紋波電流 和開關(guān)損耗 在整個(gè)調(diào)制范圍內(nèi)可以線性輸出給 定電壓的綜合脈寬調(diào)制方式 滿足高性能電機(jī)控 制的要求 通過對(duì)PMSM雙閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)的仿 真 驗(yàn)證了所提出的綜合脈寬調(diào)制方式的可行 性 對(duì)于降低轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)和擴(kuò)展電機(jī)運(yùn)行范圍具有 重要意義 參考文獻(xiàn) 李耀華 劉衛(wèi)國(guó) 永磁同步電機(jī)矢量控制與直接轉(zhuǎn)矩控制比 較研究 J 電氣傳動(dòng) 2010 40 10 9 12 17 2 王成元 夏加寬 孫宜標(biāo) 現(xiàn)代電機(jī)控制技術(shù) M 北京 機(jī)械 工業(yè)出版社 2008 3 Ahmet M Hava Russel J Kerkman Thomas A Lipo Simple Analytical and Graphical Methods for Carrier based PWM VSI Drives J IEEE Transactions on Power Electronics 1999 14 1 49 61 4 Ahmet M Hava Russel J Kerkman Thomas A Lipo A Hish performance Generalized Discontinuous PWM Algorithm J J IEEE Transactions on Industry Applications 1998 34 5 1059 1071 5 文小玲 尹項(xiàng)根 張哲 三相逆變器統(tǒng)一空間矢量PWM實(shí) 現(xiàn)方法 J 電工技術(shù)學(xué)報(bào) 2009 24 10 87 93 6 李計(jì)亮 高琳 劉新正 等 過調(diào)制算法在永磁同步電機(jī)弱磁 調(diào)速系統(tǒng)中的應(yīng)用 J 微電機(jī) 2010 43 12 43 47 7 Nho N V Youn M J Two mode Overmodulation in Two level Voltage Source Inverter Using Principle Control Between Limit Trajeetories C Power Electronics and Drive Systems The Fifth International Conference 2003 1274 1279 8 王旭東 張思艷 余騰偉 SVPWM過調(diào)制中控制角算法的 分析與應(yīng)用 J 電機(jī)與控制學(xué)報(bào) 2010 14 12 63 67 74 9 呂敬 張建 文王晗 等 SVPWM過調(diào)制算法的理論分析與 實(shí)驗(yàn)應(yīng)用 J 電氣傳動(dòng) 2011 41 8 7 11 1 皇甫宜耿 劉衛(wèi)國(guó) 馬瑞卿 非線性永磁同步電機(jī)建模方法與仿 真 J 電氣傳動(dòng)自動(dòng)化 2008 30 6 30 33 收稿日期 2012 03 08 修改稿日期 2012 09 25